Сверхширокополосный МШУ с новой технологией перекрестной связи для подавления шума

Виктор БАЛАНОВ, инженер

Статья размещена в журнале «Электронные Компоненты» №9-2025.

Принцип работы предлагаемого малошумящего усилителя

Конфигурация предлагаемого малошумящего усилителя (МШУ) показана на рис. 1. Входной ВЧ-сигнал поступает в несимметричном виде и одновременно подается на транзисторы M₁ основного усилителя 1-го каскада и на M₂ дополнительного усилителя по тракту II. Эти два тракта между входом и двумя усилителями 2-го каскада используются для подавления шума.

Рис. 1. Конфигурация предлагаемого МШУ

 

На выходе сигналы напряжения с двух усилителей 2-го каскада объединяются в дифференциальный входной сигнал, а синфазные шумовые составляющие подавляются как часть синфазной характеристики.

Дифференциальный выходной сигнал преобразуется в несимметричный с помощью выходного балуна (симметрирующего трансформатора), позволяя реализовать конфигурацию МШУ с несимметричным входом и несимметричным выходом. В предлагаемой конфигурации малошумящего усилителя 1-й каскад использует структуру с Gm-усилением для повышения эффективной крутизны транзистора M₁ основного усилителя, что снижает его шумовой вклад. 2-й каскад использует асимметричную структуру с перекрестной связью, обеспечивающую шумоподавление между двумя сигнальными трактами в соответствии с требованиями конструкции. Эта структура с перекрестной связью также оптимизирует процесс согласования для минимизации шума и повышения коэффициента усиления МШУ до максимального значения. Благодаря более выигрышному компромиссу между критическими показателями характеристики МШУ становятся более предпочтительными при работе со сверхширокополосными (СШП) сигналами.

 

Gm-усиление с трансформаторной связью

Базовая структура с Gm-усилением показана на рис. 2а, где Z_S представляет собой импеданс источника на входе транзистора, а Z_L – импеданс нагрузки; коэффициент шума (КШ) транзистора с общим затвором можно выразить следующим образом [1]:

Рис. 2. Структура с Gm-усилением и ее реализация: a) схема усилителя с общим затвором и Gm-усилением; б) усилитель с общим затвором, Gm-усилением и трансформаторной связью

 

Использование этой структуры снижает коэффициент шума за счет увеличения эффективной крутизны, тогда как минимальный КШ по-прежнему определяется технологическим параметром α, а Gm в выражении α = Gm/Gds является собственной неизменной крутизной транзистора.

Как видно из рис. 2б, структура с трансформаторной связью представляет собой реализацию с Gm-усилением, в которой сигнал подается на затвор через трансформаторную связь. Коэффициент усиления крутизны в этой структуре равен n∙k, где n – отношение витков первичной и вторичной обмоток (что эквивалентно квадратному корню из отношения индуктивностей), а k – коэффициент трансформаторной связи.

В этой конструкции структура с Gm-усилением и схема связи по шумовому напряжению, реализованная через трансформатор, занимают существенную площадь кристалла. Для подтверждения преимуществ предлагаемого решения была проведена симуляция обеих оптимизированных структур усилителей с Gm-усилением и без него. Схема без Gm-усиления напрямую подавала входной сигнал на вход транзистора M₁ и затвор M₂, что схоже с базовой топологией с общим затвором, используемой для подавления шума.

На рис. 3 показаны результаты оптимизации двух топологий: частотные зависимости коэффициента усиления и уровней шума. В качестве параметров симуляции были выбраны максимальный КУ и минимальный КШ, что исключило влияние входного импеданса.

Рис. 3. Результаты оптимизации КУ и КШ двух топологий: а) максимальный КУ с Gm-усилением, трансформаторной связью и без Gm-усиления; б) минимальный КШ с Gm-усилением, трансформаторной связью и без Gm-усиления

 

Из рис. 3а видно, что в сверхширокополосном диапазоне рабочих частот 26–46 ГГц после дифференциального сложения выходных сигналов основного и вспомогательного усилителей максимальный КУ топологии с Gm-усилением и трансформаторной связью составляет 10,1–10,5 дБ, а максимальный коэффициент усиления без использования этой структуры снижается примерно до 5,2–6 дБ.

Как видно из рис. 3б, минимальный КШ усилителя 1-го каскада с Gm-структурой составляет около 2,2–2,4 дБ, но в отсутствие трансформаторной связи c Gm-усилением шумовые характеристики значительно ухудшаются – минимальный КШ достигает 2,7–3,1 дБ. Кроме того, поскольку для обеспечения оптимизированных результатов в топологии без Gm-усиления используются транзисторы большего размера, постоянный ток смещения равен 51,1 мА, а потребляемая мощность составляет 46 мВт. Напротив, в схеме с Gm-усилением с трансформаторной связью постоянный ток смещения составляет всего 19,7 мА, а потребляемая мощность – 17,7 мВт. Это сравнение наглядно демонстрирует решающую роль трансформаторной связи с Gm-усилением в оптимизации рабочих характеристик предлагаемой схемы.

 

Асимметричная структура с перекрестной связью для подавления шума

Как видно из рис. 4, в усилителе с общим истоком 2-го каскада реализована емкостная структура перекрестной связи на выводах дросселей L_S1, L_S2, подключенных к истокам транзисторов.

Рис. 4. Структура перекрестной связи, реализованная с помощью усилителя с общим истоком и подключенных к истоку дополнительных дросселей

 

На входе напряжение смещения добавляется к затвору усилителя с общим истоком через дроссель, а слабый сигнал переменного тока, как правило, поступает с 1-го каскада на подключенный к затвору дроссель. Структура перекрестной связи работает аналогично схеме с Gm-усилением. Входные напряжения V_IN1 и V_IN2 на затворах усилителей 2-го каскада находятся в противофазе, подобно дифференциальным сигналам. Эти сигналы через емкостную связь C_C1 и C_C2 связаны с истоками других усилителей с общим истоком, увеличивая V_GS и, таким образом, эквивалентную крутизну. После добавления структуры с перекрестной связью ко 2-му каскаду абсолютное значение напряжения затвор–исток можно приблизительно выразить следующим образом:

.

В этой структуре у двух усилителей 2-го каскада с общим истоком – разные размеры транзисторов, емкости перекрестной связи и разные дополнительные индуктивности на истоках. Более того, выходной сигнал 1-го каскада инвертирован по фазе, но отличается по амплитуде. В результате вся структура образует асимметричную топологию с перекрестной связью, которая позволяет оптимизировать усиление и шум в соответствии с конкретными требованиями проекта. Поскольку перекрестная связь реализуется через пассивные емкостные компоненты, дополнительный шум незначителен.

В эффективности асимметричной перекрестной связи для подавления шума (asymmetric cross-coupling noise-canceling structure, ACCNCS) можно убедиться, сравнив на рис. 5 результаты симуляций усиления и шума после согласования предлагаемого малошумящего усилителя с конденсаторами перекрестной связи C_C1, C_C2 и без них.

Рис. 5. Сравнение характеристик МШУ с перекрестной связью и без нее по: а) максимальному КУ; б) минимальному КШ

 

В отношении топологии без перекрестной связи применялись две разные стратегии оптимизации, что дало два разных результата. Видно, что МШУ с конденсаторами перекрестной связи обеспечивает плоскую характеристику усиления и малый уровень шума в диапазоне 26–46 ГГц.

Напротив, коэффициент шума МШУ без конденсаторов перекрестной связи, оптимизированный по схеме-1, достигает сопоставимых значений, но при этом на высоких частотах значительно ухудшается коэффициент усиления, а на низких частотах на его характеристике наблюдается ​​чрезмерно высокий пик. В результате ширина полосы усиления по уровню 3 дБ не соответствует заданному диапазону частот. У МШУ без перекрестной связи, оптимизированного по схеме-2, характеристики усиления аналогичны предлагаемому МШУ, но у первого из них существенно хуже коэффициент шума – его минимальный уровень увеличивается примерно на 1,2 дБ, что неприемлемо для малошумящих приложений.

По сути, использование перекрестной связи меняет относительно постоянные параметры исходной структуры шумоподавления 2-го каскада, повышая гибкость проектирования при поиске, как правило, труднодостижимого компромисса между согласованием шума и усиления в приложениях со сверхширокополосной связью. Результаты симуляций наглядно демонстрируют эффективность предлагаемой асимметричной структуры перекрестной связи, позволяющей улучшить характеристики СШП МШУ.

 

Схемное решение

 

Проектирование усилителя 1-го каскада

В миллиметровом диапазоне частот размеры трансформатора значительно меньше размеров трансформаторов, работающих на низких и средних частотах. Более того, в отличие от активных транзисторных структур, вклад шума трансформатора пренебрежимо мал. У трансформатора как пассивного электромагнитного устройства – меньше нелинейность, благодаря чему сохраняются линейные характеристики исходной конструкции МШУ при том же уровне энергопотребления. Структура с трансформаторной связью также обеспечивает гибкий механизм регулировки сигнала и упрощает передачу входного сигнала другому усилителю.

С учетом этих преимуществ в рассматриваемой схеме используется Gm-усиление с трансформаторной связью. Полная схема усилителя 1-го каскада представлена ​​на рис. 6.

Рис. 6. Схема 1-го каскада предлагаемого МШУ

 

Основной входной усилитель с M₁ использует топологию с общим затвором, а дополнительный усилитель с M₂ – с общим истоком. Вместо усилителя 2-го каскада, который будет проектироваться после усилителя 1-го каскада, применяются усилители A₁ и A₂. Несимметричный входной сигнал добавляется к истоку M₁, а исходная фаза этого сигнала на истоке M₁ определяется как положительная. Напряжение шума на последовательно соединенной с истоком M₁ первичной обмотке трансформатора, создаваемое тепловым током канала, также имеет положительную фазу.

Трансформатор с коэффициентом связи k соединен в соответствии с маркировкой на рис. 6. К среднему отводу вторичной обмотки, которая служит заземлением для малых сигналов, приложено постоянное напряжение смещения, которое, в основном, определяется как компромисс между коэффициентом усиления и потребляемой мощностью. Не отмеченный точкой вывод вторичной обмотки, соответствующий первичной обмотке, подключен к затвору M₁, подавая отрицательный (то есть инвертированный) сигнал для обеспечения Gm-усиления. С другой стороны вторичной обмотки помеченный точкой вывод подключен к затвору вспомогательного усилителя M₂, подавая положительное напряжение, синфазное с входным сигналом, и положительное шумовое напряжение, синфазное с истоком M₁. В этой структуре напряжение V_G1 обеспечивает смещение затворов M₁ и M₂. Ток теплового шума канала всегда направлен от стока к истоку; таким образом, шумовое напряжение на индуктивности нагрузки на стоке M₁ является отрицательным.

Напротив, благодаря характеристикам усилителя с общим затвором сигнал на стоке M₁ остается синфазным с входным сигналом истока, то есть положительным. Благодаря инвертирующему усилению, характерному для топологии с общим истоком, напряжения сигнала и шума на стоке M₂ снова инвертируются по фазе, что приводит к формированию отрицательного выходного сигнала и отрицательного шумового напряжения. Результирующий инвертированный сигнал и синфазное напряжение шума могут дифференциально сложиться, обеспечив подавление шума. При этом шумовое напряжение становится частью синфазной характеристики, то есть удаляется дифференциальной архитектурой.

 

Проектирование усилителя 2-го каскада

В этой конструкции МШУ необходимо одновременно обеспечить корректную передачу выходного сигнала с предыдущего каскада, смещение затвора и подать сигналы перекрестной связи. При этом для коррекции узлов добавляется постоянное смещение и сигнал переменного тока. Чтобы выполнить эти требования, используется трансформатор для передачи сигнала и межкаскадного согласования. Трансформаторы в обоих трактах подключены к отмеченному точкой выводу, что позволяет сохранять исходную относительную фазу сигнала при передаче. Перекрестная связь между двумя трактами усилителя 2-го каскада, реализованная в соответствии со схемой на рис. 6, гарантирует, что напряжение смещения не будет накладываться на узел источника противоположного усилительного тракта.

Вместе с синфазным шумом сигнал переменного тока противоположной полярности на затворах транзисторов M₃ и M₄ перекрестно связан с истоком другого транзистора, что позволяет корректировать размеры и параметры устройств во 2-м каскаде. Учитывая характеристики дросселей, блокирующих постоянный ток, и блокирующих переменный ток конденсаторов этот процесс не вызывает затруднений с прямой связью. На выходе M₃ и M₄ инвертированный сигнал проходит через балун и преобразуется в несимметричный сигнал; при этом синфазный шум подавляется.

Основываясь на представленной выше топологии усилителя и методе перекрестной связи, рассматриваемый СШП МШУ использует асимметричную структуру перекрестной связи с подавлением шума (ACCNCS) во 2-м каскаде. Разработанная нами схема усилителя 1-го каскада включена последовательно с межкаскадной согласующей цепью. Эта цепь вместе с ACCNCS-структурой является той частью схемы на рис. 7, которую мы оптимизируем с помощью симуляции.

Рис. 7. Схема для оптимизации усилителей 2-го каскада и межкаскадной согласующей цепи

 

На данном этапе настраиваются, главным образом, следующие параметры: размеры транзисторов усилителей 2-го каскада; номиналы дополнительных индуктивностей на истоке L_S1, L_S2 и емкостей перекрестной связи C_С1, C_С2; размеры пассивных компонентов в межкаскадной согласующей цепи. Кроме того, при выборе напряжений смещения V_G2/V_G3 необходимо учитывать и эффективность шумоподавления, и энергопотребление.

Влияние асимметричных конденсаторов перекрестной связи довольно сложное. Как показано выше, их основная функция заключается в регулировке шумоподавления во 2-м каскаде, поддерживая уровень усиления и равномерность АЧХ в СШП-диапазоне. Величина емкостей перекрестной связи дополнительно настраивается при согласовании входного сигнала путем многократных итераций, что улучшает общие характеристики МШУ в соответствии с требованиями СШП рабочего режима.

 

Конструкция трансформатора

Моделирование трансформаторов и дросселей в сравнении с другими пассивными компонентами является самой сложной задачей, поскольку характеристики первых в большей мере зависят от частоты, чем, например, характеристики конденсаторов. Индуктивные компоненты также создают ряд сложных паразитных эффектов и неидеальные резистивные потери. Такая неидеальность может оказать существенное влияние на общие характеристики МШУ. Для оценки этих эффектов было проведено дополнительное моделирование на схемном уровне; при этом особое внимание уделялось трансформаторам и дросселям, используемым в рассматриваемой конструкции.

Например, трансформатор между M₁ основного усилителя и M₂ вспомогательного усилителя в 1-м каскаде служит не только трактом передачи входного сигнала, но и ключевой структурой для реализации Gm-усиления в M₁. По этой причине его характеристики критически важны для функционирования всей схемы. Чтобы изучить влияние параметров трансформатора 1-го каскада на характеристики схемы, были выполнены симуляции.

На рис. 8 максимальный коэффициент усиления и минимальный коэффициент шума на центральной частоте 36 ГГц выбраны в качестве репрезентативных показателей для анализа влияния добротности Q трансформатора 1-го каскада для первичной и вторичной обмоток.

Рис. 8. Моделирование влияния добротности Q катушки трансформатора 1-го каскада на максимальный коэффициент усиления и минимальный коэффициент шума МШУ

 

Результаты убедительно показали, что Q существенно влияет не только на коэффициент усиления, но и на шумовые характеристики. Более высокие значения Q соответствуют большему КУ и меньшему КШ. Это связано с тем, что добротность Q, представляя собой величину резистивных потерь на заданной частоте при заданном значении индуктивности, определяется следующим образом:

.

Сопротивление в тракте передачи сигнала вызывает тепловой шум, который необходимо минимизировать при проектировании МШУ. Этот принцип применим к большинству трансформаторов и дросселей, используемых в рассматриваемой архитектуре усилителя. Разница лишь в том, что некоторые компоненты, например индуктивности источника, которые не входят непосредственно в основной тракт усиления, оказывают относительно ограниченное влияние на коэффициент усиления и шумовые характеристики даже при меньшей добротности.

Чтобы обеспечить соответствие трансформатора и дросселя проектным требованиям, были выполнены электромагнитное моделирование и симуляция. На рис. 9а показана модель трансформатора 1-го каскада, который способствует Gm-усилению транзистора M₁ основного усилителя, а также осуществляет передачу сигнала в транзистор M₂ дополнительного усилителя.

Рис. 9. a) модель трансформатора; б) частотные характеристики индуктивностей первичной и вторичной обмоток, а также коэффициента связи k; в) частотная характеристика добротности первичной и вторичной обмоток

 

В этой конструкции в 28-нм техпроцессе используется самый толстый из предлагаемых на рынке металлических слоев – M9 (показан на рисунке синим цветом). Его толщина составляет 3,5 мкм, благодаря чему значительно снижаются резистивные потери и обеспечивается высокая добротность.

Металл M8 (показан на рис. 9а красным цветом) используется для соединения обмоток, что позволяет в полной мере реализовать как первичную, так и вторичную обмотки на слое M9 с малыми потерями. Такой способ обеспечивает высокую добротность обеих обмоток. Кроме того, в середине вторичной обмотки имеется центральный отвод для подачи напряжения смещения постоянного тока. На рис. 9б–в представлены параметры моделирования трансформатора.

Как видно из рис. 9б, индуктивность первичной обмотки составляет примерно 280 пГн, а вторичной – около 380 пГн. Коэффициент связи находится в диапазоне 0,6–0,7. Из рис. 9в видно, что добротность и первичной, и вторичной обмоток превышает 20 ед. в основном диапазоне рабочих частот 26–46 ГГц. С учетом предыдущего анализа влияния добротности обмоток на характеристики схемы характеристики трансформатора соответствуют требованиям к трансформатору 1-го каскада рассматриваемого МШУ. Сочетание умеренной связи и стабильно высокой добротности обеспечивает не только эффективную передачу сигнала, но и минимальный уровень шума.

 

Готовая схема МШУ с входными и выходными согласующими цепями

На рис. 10 представлена готовая схема рассматриваемого МШУ с двумя трактами. Входная согласующая цепь образована трансформатором T₁ и параллельно включенными конденсаторами.

Рис. 10. Схема МШУ с использованием новой технологии перекрестной связи для подавления помех

 

1-й каскад состоит из двух трактов – транзистора M₁ усилителя с общим затвором и транзистора M₂ усилителя с общим истоком. Межкаскадная согласующая цепь двух трактов состоит из параллельных конденсаторов, последовательных дросселей и двух трансформаторов T₂, T₃. Асимметричная структура подавления помех с перекрестной связью образована транзисторами M₃, M₄ усилителей с общим истоком, подключенными к истоку дросселями L_S1, L_S2 и конденсаторами перекрестной связи C_С1, C_С2.

За ACCNCS-схемой выходная согласующая цепь образована трансформатором T₄ , преобразующим дифференциальный сигнал в несимметричный, и двумя параллельными конденсаторами. Вид сверху на модели всех четырех трансформаторов T₁–T₄ МШУ показан под общей схемой. Результаты симуляции показали, что переходная частота f_T транзисторов, используемых в этой конструкции, составляет приблизительно 305 ГГц, а максимальная частота генерации f_max – примерно 230 ГГц, что обеспечивает стабильную работу этих устройств на высоких частотах. В таблице приведены основные размеры и параметры устройств, используемых в схеме предлагаемого МШУ.

 

Таблица. Основные размеры и значения параметров устройств

 

Результаты симуляций

Полностью готовая топология предлагаемого малошумящего усилителя с контактами GSG и DC представлена ​​на рис. 11. Вся схема (с контактными площадками) занимает на кристалле площадь 0,43 мм², а площадь основной схемы составляет всего 0,23 мм².

Рис. 11. Топология предлагаемого малошумящего усилителя

Таблица. Основные размеры и значения параметров устройств

Компонент	Значение	Компонент	Значение	Компонент	Значение	Параметр	Значение
M1	(1,5 мкм/30 нм) × 16	L1	300 пкГн	L7	320 пкГн	k1	0,7
M2	(1 мкм/30 нм) × 16	L2	400 пкГн	L8	200 пкГн	k2	0,7
M3	(2 мкм/30 нм) × 32	L3	300 пкГн	L9	300 пкГн	k3	0,6
M4	(1 мкм/30 нм) × 16	L4	400 пкГн	L10	300 пкГн	k4	0,6
CС1	10 фФ	L5	300 пкГн	LS1	80 пкГн	VG1	0,55 В
CС2	500 фФ	L6	250 пкГн	LS2	350 пкГн	VG2/VG3	0,5 В

 

Литература

1. Yuanping Cui, Kaixue Ma and Kejie Hu. An Ultra-Wideband Low-Noise Amplifier with a New

Cross-Coupling Noise-Canceling Technique for 28 nm CMOS Technology // https://www.mdpi.com/2079-9292/14/10/1904.

Спецпредложение по рекламе в журнале «Электронные Компоненты» 2026

Типовое коммерческое предложение по рекламе в журнале «Электронные Компоненты» 2026

Размещение статей и рекламы: anton.denisov@ecomp.ru