Расчет и построение повышающего DC/DC-преобразователя с мягкой коммутацией

Михаил Соколов, инженер

Статья размещена в журнале «Электронные Компоненты» » №3-2026г.

В статье поэтапно рассматривается проектирование высокоэффективного повышающего DC/DC-преобразователя с высоким выходным напряжением и мягкой коммутацией, позволяющей уменьшить потери переключения. В предлагаемой конфигурации вместо индуктивности, используемой в традиционных повышающих преобразователях, применяется магнитосвязанный дроссель и дополнительная схема, благодаря чему коэффициент преобразования напряжения повышается при том же коэффициенте заполнения. В преобразователь встроена резонансная цепь для переключения при нулевом напряжении.

Тестирование показало, что преобразователь работает при полной нагрузке 340 Вт с эффективностью 92,7%.

 

Принцип работы повышающего преобразователя с жесткой коммутацией

На рис. 1 представлена ​​схемотехническая архитектура предлагаемого повышающего преобразователя с высоким выходным напряжением (ППВВН) и жесткой коммутацией.

Рис. 1. Схема предлагаемого ППВВН с жесткой коммутацией

 

В этой конструкции традиционный накопитель энергии заменен магнитосвязанным дросселем и имеется дополнительная повышающая цепь, состоящая из диода D₁ и конденсатора C₁.

Коэффициент преобразования напряжения значительно возрос благодаря использованию соотношения витков магнитосвязанного дросселя и повышающей схемы. Кроме того, преобразователь отличается простой структурой схемы и простотой управления, что делает его выгодным для практического применения. Во включенном состоянии коэффициент заполнения D за один период переключения T описывается уравнением (1):

,

где t_ON – время пребывания ключа в проводящем состоянии в течение одного коммутационного периода, а t_OFF – интервал, в течение которого ключ заперт.

 

1. Включение (0 ≤ t ≤ DT)

Когда ключ S открыт, диод D₂ тоже открыт, а диоды D_o и D₁ заперты. На рис. 2 представлена ​​эквивалентная схема, в которой коэффициент трансформации N магнитосвязанного дросселя определяется уравнением (2).

Рис. 2. Эквивалентная схема в момент времени, когда основной ключ S открыт в ППВВН с жесткой коммутацией

В этом состоянии напряжения на дросселях v_L1 и v_L2 выражаются уравнениями (3) и (4), соответственно, где V_I – выходное напряжение, а напряжение v_C2 на накопительном конденсаторе C₂ – уравнением (5):

где V_I – входное напряжение.

 

2. Выключение (DT ≤ t ≤ T)

Когда ключ S закрыт, диод D₂ закрыт, а диоды D_o и D₁ открыты. На рис. 3 показана соответствующая эквивалентная схема.

Рис. 3. Эквивалентная схема в момент времени, когда основной ключ S закрыт в ППВВН с жесткой коммутацией

 

Напряжения на дросселях v_L1 и v_L2 определяются уравнениями (6) и (7), соответственно:

где V_O – выходное напряжение.

Согласно принципу вольт-секундного баланса для дросселя L₂, из уравнений (4) и (7) следует уравнение (8). После упрощения коэффициент преобразования входного напряжения V_I в выходное V_O можно выразить уравнением (9):

В табл. 1 на основе уравнения (9) представлена ​​зависимость между коэффициентом усиления G напряжения преобразователя и коэффициентом заполнения D. Как видно из табл. 1 и рис. 4, увеличение коэффициента преобразования магнитосвязанного дросселя приводит к увеличению коэффициента преобразования напряжения при том же коэффициенте заполнения.

Михаил СОКОЛОВ

Рис. 4. Зависимость коэффициента усиления напряжения от коэффициента заполнения ППВВН с жесткой коммутацией

 

Принцип работы ППВВН с мягкой коммутацией

Описанный выше ППВВН с жесткой коммутацией позволяет повысить коэффициент преобразования напряжения за счет использования магнитосвязанного дросселя и дополнительной повышающей схемы. Однако если напряжение или ток не снижаются до нуля до момента переключения, возникают коммутационные потери, которые уменьшает суммарную эффективность преобразователя. Для ее повышения предлагается ППВВН с мягкой коммутацией и индуктивной связью. Схема этого преобразователя показана на рис. 5, а на рис. 6 – сигналы управления его коммутацией.

Рис. 5. Схема рассматриваемого ППВВН с мягкой коммутацией

Рис. 6. Диаграмма сигнала переключения ППВВН с мягкой коммутацией

 

ППВВН достигает высокого коэффициента преобразования напряжения благодаря индуктивной связи и дополнительной повышающей схеме. В его состав также входит резонансная цепь из L_r и S_r, где C₁ – конденсатор, исходно используемый в схеме преобразователя с жесткой коммутацией. Управляя сигналами переключения, ППВВН обеспечивает режим ZVS для основного ключа, повышая эффективность и снижая коммутационные потери. Проанализируем девять рабочих режимов предлагаемого преобразователя с мягкой коммутацией. Соответствующие формы коммутационных сигналов компонентов показаны на рис. 7.

Рис. 7. Коммутационные сигналы каждого компонента ППВВН в разных режимах работы

 

Перед анализом этих режимов введем следующие допущения.

1. Преобразователь работает в устойчивом состоянии и находится в режиме непрерывной проводимости (CCM).
2. Все компоненты считаются идеальными, то есть в режиме проводимости они рассматриваются как короткозамкнутые цепи, а в режиме отключения – как разомкнутые цепи. Следовательно, падение напряжения на коммутирующих устройствах в режиме проводимости считается равным нулю.
3. Значения входного и выходного напряжений поддерживаются постоянными.
4. Токи запасающих энергию дросселей L₁ и L₂ считаются постоянными (то есть i_L1 = I_L1 и i_L2 = I_L2).

 

Режим 1 (t₀∼t₁)

На рис. 8 представлена ​​эквивалентная схема преобразователя в режиме 1. В нем основной ключ S в заперт, а вспомогательный ключ S_r открывается первым.

Рис. 8. Состояние проводимости схемы в режиме 1

 

В результате резонансный конденсатор C₁ начинает разряжаться, и напряжение на резонансном дросселе L_r равно v_C1. Ток через резонансный дроссель i_Lr увеличивается с нулевого значения. Таким образом, дроссель L_r и конденсатор C₁ образуют резонансный контур, и поведение цепи можно выразить уравнением (10). После его решения i_Lr и vC₁ определяются уравнением (11), а резонансный импеданс Z_o и резонансная угловая частота ω_o – уравнением (12):

 

Диод D₁ включается, когда напряжение v_C1 на резонансном конденсаторе падает до V_i. Далее схема переходит в режим 2. Время T₁ этого перехода определяется уравнением (13):

 

Режим 2 (t₁∼t₂)

На рис. 9 показана схема в момент ее перехода в режим 2: напряжение на резонансном конденсаторе v_C1 уменьшается до V_i, и вспомогательный ключ Sr остается открытым, а комбинация дросселя L_r с конденсатором C₁ продолжает работать как резонансный контур.

Рис. 9. Схема в состоянии проводимости в режиме 2

 

Ток через дроссель i_Lr продолжает расти, тогда как конденсатор C₁ непрерывно разряжается. Поведение схемы в этом режиме выражается уравнением (14), из которого можно получить i_Lr(t) и v_C1(t) с помощью уравнения (15). Когда напряжение v_C1 падает до нуля, где ω_o(t − t₁) = π/2, ток резонансного индуктора i_Lr можно рассчитать из уравнения (15), как видно из уравнения (16). Время работы в этом режиме можно определить с помощью уравнения (17). В этот момент антипараллельный диод, соединенный с главным ключом S, начинает проводить ток, и преобразователь переходит в режим 3.

 

Режим 3 (t₂∼t₃)

В режиме 3 цепь ведет себя так, как показано с помощью эквивалентной модели на рис. 10.

Рис. 10. Состояние проводимости цепи в режиме 3

 

В этот момент напряжение на резонансном конденсаторе v_C1 падает до очень небольшого отрицательного значения, и антипараллельный диод основного ключа S начинает проводить ток.

В результате напряжение на основном ключе S становится равным нулю. Этот ключ начинает открываться при нулевом напряжении (ZVS). Одновременно с этим запирается вспомогательный ключ S_r. Поведение схемы в режиме 3 выражается уравнением (18). Для коммутации основного ключа при нулевом напряжении время задержки t_d должно удовлетворять условию уравнения (19): оно обычно составляет 5–10% от периода переключения T. Для обеспечения коммутации основного ключа при нулевом напряжении в условиях высокой нагрузки и с учетом задержки запирания вспомогательного ключа S_r вводится задержка t_α. Соответственно, время проводимости вспомогательного ключа t_DSr определяется уравнением (20):

 

Режим 4 (t₃∼t₄)

В режиме 4 основной ключ S проводит ток, вспомогательный ключ S_r заперт, а диоды D₁ и D₂ смещены в прямом направлении. Эквивалентная схема показана на рис. 11.

Рис. 11. Схема в состоянии проводимости в режиме 4

 

Чтобы накопительный конденсатор C₂ и резонансный дроссель L_r образовали резонансный контур в этом режиме, величина емкости C₂ выбрана близкой к емкости C₁. Кроме того, резонансный дроссель L_r и синфазная индуктивность L₂ разряжаются на накопительный конденсатор C₂.

В этом режиме ток через резонансный дроссель L_r равен I_L1 + V_i/Z_o. Состояние цепи в режиме 4 описывается уравнением (21). Решив уравнение относительно i_Lr(t) и v_C2(t), получим уравнение (22). В этом режиме ток через резонансный дроссель i_Lr уменьшается с величины I_L1 + V_i/Z_o до нуля, а диоды D₁ и D₂ запираются. Схема переходит в режим 5.

 

Режим 5 (t₄∼t₅)

Эквивалентная схема в режиме 5 показана на рис. 12 ​.

Рис. 12. Схема в состоянии проводимости в режиме 5

 

В этот момент главный ключ S остается проводящим. Поведение цепи в режиме 5 описывается уравнением (23). Этот режим продолжается до тех пор, пока главный ключ S не закроется.

 

Режим 6 (t₅∼t₆)

Эквивалентная схема в режиме 6 с запертым ключом S показана на рис. 13.

Рис. 13. Схема в состоянии проводимости в режиме 6

 

Ток I_L1 заряжает резонансный конденсатор C₁, вызывая постепенное увеличение на нем напряжения v_C1. Соответствующее поведение цепи в этом режиме описывается с помощью уравнения (24). Решив его, получаем v_C1(t) в виде уравнения (25). Когда напряжение резонансного конденсатора v_C1 достигает V_i, этот режим завершается и переходит в режим 7. В результате длительность режима 6 можно рассчитать с помощью уравнения (26):

 

Режим 7 (t₆∼t₇)

В режиме 7 напряжение на резонансном конденсаторе v_C1 равно V_i, а основной ключ S заперт. Заперт и вспомогательный ключ S_r. Дроссель L₂ и накопительный конденсатор C₂ передают энергию в нагрузку через диод D_o. Этот режим описывается уравнением (27), а эквивалентная схема показана на рис. 14.

Рис. 14. Схема в состоянии проводимости в режиме 7

 

Решив уравнение (27), получаем напряжение v_C1 на резонансном конденсаторе C₁ в соответствии с уравнением (28). В этот момент токи через магнитосвязанные дроссели I_L1 и I_L2 постепенно уменьшаются и в момент, когда они становятся равными, схема переходит в режим 8.

 

 Режим 8 (t₇∼t₈)

В режиме 8 напряжение на резонансном конденсаторе v_C1 = V_i/(1 − D), и диод D₁ переходит из проводящего состояния в запертое. Резонансный конденсатор C₁ прекращает заряжаться, а основной и вспомогательный ключ остаются закрытыми. Следовательно, магнитосвязанный дроссель и накопительный конденсатор C₂ продолжают передавать энергию в нагрузку. Эквивалентная схема в этом режиме показана на рис. 15, а ее поведение задается уравнением (29).

Рис. 15. Проводимость схемы в режиме 8

 

Этот режим завершается, когда напряжение на накопительном конденсаторе C₂ достигает нуля, что приводит к переходу схемы в режим 9.

 

Режим 9 (t₈∼t₉)

В режиме 9 напряжение на накопительном конденсаторе v_C2 равно нулю, а диод D_o переходит из проводящего состояния в выключенное. Основной и вспомогательный ключ остаются запертыми. Эквивалентная схема в этом режиме показана на рис. 16.

Рис. 16. Проводимость схемы в режиме 9

 

Цикл завершается. Он повторится после отпирания вспомогательного ключа S_r, когда в следующем цикле снова активируется режим 1.

Для подтверждения эффективности предлагаемого ППВВН с мягкой коммутацией мы сравнили его с несколькими другими топологиями высоковольтного повышающего преобразователя с мягкой коммутацией. Сравнивались коэффициенты усиления напряжения, номинальные коммутационные напряжения, количества ключей, диодов, индуктивных и емкостных компонентов. Результаты этого сравнения представлены ​​в табл. 2. Из нее видно, что предлагаемый преобразователь обеспечивает высокий коэффициент усиления напряжения при меньшем количестве компонентов и простое управление сигналом для мягкой коммутации, что подчеркивает его ключевые преимущества.

Выбор компонентов

 

Коэффициент усиления

Выходная мощность предлагаемого высоковольтного повышающего преобразователя с жесткой коммутацией составляет 340 Вт. Соответствующие параметры схемы и технические характеристики приведены в табл. 3.

Исходя из того, что все компоненты работают идеально, входная мощность должна быть равна выходной в соответствии с уравнением (30):

Из уравнения (30) следует (31):

Подставив в (31) отношение выходного напряжения к входному из уравнения (9), получим уравнение (32):

где (2 + N)/(1 − D) представляет собой коэффициент усиления по напряжению преобразователя.

При отпирании главного ключа S напряжение v_L1 определяется следующим образом:

Из уравнения (33) видно, что при отпирании основного ключа ток дросселя i_L1 линейно возрастает, а время проводимости определяется как t_on = DT. Скорость изменения этого тока определяется уравнением (34):

С помощью уравнений (32) и (34) получаем пиковые и минимальные значения тока дросселя i_L1 в соответствии с уравнениями (35) и (36) [5]:

 

Если I_L1(min) = 0, дроссель может работать на границе между режимами непрерывной и прерывистой проводимости, или в соответствии с уравнением (37):

Из уравнения (37) значение L_1(min) можно рассчитать следующим образом (38):

Поскольку структура магнитосвязанного дросселя аналогична структуре магнитосвязанного трансформатора, максимальное значение I_L2 можно представить как (39) [5]:

Расчет индуктивности магнитосвязанного дросселя

В рассматриваемом сценарии предполагается, что преобразователь находится в режиме непрерывной проводимости во всех рабочих циклах с максимальной выходной мощностью 340 Вт, фиксированным выходным напряжением 430 В и номинальной нагрузкой 550 Ом. Из соотношения между коэффициентом заполнения D и графика функции D/2 ∙ [(1–D)/(2+N)]² на рис. 17 видно, что эта функция достигает максимального значения при D = 1/3.

Подставляя в уравнение (38) сопротивление нагрузки R = 550 Ом, коэффициент трансформации магнитосвязанных дросселей N = 2, частоту коммутации f = 25 кГц и коэффициент заполнения D = 1/3, получаем, что минимальная индуктивность L_1(min) первичной обмотки магнитосвязанного дросселя составляет 102 мкГн.

Чтобы обеспечить работу дросселя L₁ в режиме непрерывной проводимости не только при малой, но и при большой нагрузке, умножим рассчитанное значение индуктивности на коэффициент запаса 1,25. Таким образом, выбранное значение индуктивности дросселя L₁ составляет 127 мкГн.

Рис. 17. Кривая зависимости коэффициента заполнения D от функции D/2 ∙ [(1–D)/(2+N)]²

 

Расчет емкостей конденсаторов C₁ и C₂

Из схемы повышающего преобразователя с жесткой коммутацией на рис. 1 видно, что конденсатор C₁, магнитосвязанный дроссель L₁, основной ключ S и диод D₁ образуют традиционный повышающий преобразователь. Если коэффициент заполнения основного ключа S = 0,8, напряжение на конденсаторе C₁ составляет приблизительно 360 В. Из уравнения (5) при тех же условиях эксплуатации напряжение на конденсаторе C₂ примерно равно 500 В. Следовательно, номинальное напряжение конденсатора C₁ выбирается равным 400 В, а номинальное напряжение C₂ составляет 600 В. Анализ рабочего режима 3 с помощью уравнения (18) и рис. 7 показывает, что значение емкости C₁ влияет на обратный ток через основной ключ S. Ее значение выбирается с учетом пульсации и доступности компонентов. У C₁ оно составляет 0,33 мкФ/400 В. Далее, из анализа режима 4 этого ППВВН с мягкой коммутацией следует, что величина C₂ должна совпадать с величиной C₁. Таким образом, C₂ выбирается равной 0,33 мкФ/600 В.

 

Расчет индуктивности резонансного дросселя L_r

Поскольку время проводимости вспомогательного ключа у типового преобразователя с мягкой коммутацией обычно составляет 5–10% от периода коммутации, примем значение t_d равным 10%T, или 4 мкс (T = 1/f = 1/25 кГц = 40 мкс), а t_α = 2%T = 0,8 мкс. Если коэффициент заполнения D задан в диапазоне 0,1–0,8, расчетное значение резонансной индуктивности, полученное из уравнения (20), составляет 8,08–17,08 мкГн. Выбираем, таким образом, резонансную индуктивность равной 18 мкГн.

 

Выбор основного и вспомогательного ключей

В качестве основного и вспомогательного ключей использовались кремниевые MOSFET TK49N65W (650 В/49 А). Хотя широкозонные приборы на основе GaN и SiC обладают такими преимуществами, как более высокая скорость коммутации и сравнительно меньшие потери на частотах выше 100 кГц), предлагаемый преобразователь работает на умеренной частоте коммутации 25 кГц.

В этих условиях эксплуатации режим переключения при нулевом напряжении значительно снижает потери переключения, делая характеристики стандартных MOSFET сопоставимыми с характеристиками GaN/SiC-приборов, не повышая при этом стоимость и сложность конструкции. Более того, возможности GaN/SiC-транзисторов не будут в полной мере реализованы в этом диапазоне частот и не дадут значительного прироста эффективности. Таким образом, с учетом стоимости, доступности и эффективной реализации режима ZVS, традиционные MOSFET являются практичным и вполне обоснованным выбором для предлагаемого преобразователя. Технические характеристики рассчитанных выше компонентов для предлагаемого высоковольтного повышающего преобразователя с мягкой коммутацией приведены в табл. 4.

Результаты выполненных симуляций подтвердили правильность расчета и сделанных предположений [6].

Реклама в журнале «Электронные Компоненты» 

Литература

1. S. Sathyan, H.M. Suryawanshi, M.S. Ballal, A.B. Shitole. Soft-switching DC-DC Converter for Distributed Energy Sources with High Step-up Voltage Capability. IEEE Trans. Ind. Electron. 2015. 62.
2. W. Hassan, J.L. Soon, D.D. Lu, W. Xiao. A High Conversion Ratio and High-efficiency Bidirectional DC-DC Converter with Reduced Voltage Stress. IEEE Trans. Power Electron. 2020. 35.
3. Y. Zheng, B. Brown, W. Xie, S. Li, K. Smedley. High Step-up DC-DC Converter with Zero Voltage Switching and Low Input Current Ripple. IEEE Trans. Power Electron. 2020. 35.
4. L. He, Z. Zheng, D. Guo. High Step-up DC-DC Converter with Active Soft-switching and Voltage-clamping for Renewable Energy Systems. IEEE Trans. Power Electron. 2018. 33.
5. B.L. Narasimharaju, S.P. Dubey, S.P. Singh. Coupled Inductor Bidirectional DC–DC Converter for Improved Performance. Proceedings of the International Conference on Industrial Electronics, Control and Robotics. Kakinada. India. 27–29 December. 2010.
6. Kuei-Hsiang Chao, and Thi-Thanh-Truc Bau. Design and Implementation of Novel DC-DC Converter with Step-Up Ratio and Soft-Switching Technology. Electronics. 2025. 14. 3335 // https://www.mdpi.com/2079-9292/14/16/3335.