Обзор конструктивных решений для повышения эффективности планарных трансформаторов. Оптимизация плоских магнитных компонентов. Часть 2.

Пуйя КОЛАЙЕН (Pouya KOLAHIAN), Фердинанд ГРИММ (Ferdinand GRIMM), Мехди БАГДАДИ (Mehdi BAGHDADI)
Перевод и адаптация: Алексей Моисеенко, инженер-разработчик,
компания «АЕДОН»

Вторая часть статьи (всего 3 части)

Статья опубликована в журнале «Электронные Компоненты» № 4-2025.

 

Изготовление даже простой плоской обмотки требует принятия многих сложных решений. Для оптимизации планарных обмоток применяется комплексный подход, учитывающий работоспособность, технологичность и надежность проектируемых магнитных компонентов. Для улучшения их характеристик используются разные конструктивные приемы, к которым в том числе относятся методы чередования обмоток и сужения ширины проводящих дорожек. Чередование обмоток позволяет уменьшить индук­тивность рассеяния за счет совместной конфигурации нескольких слоев и уменьшения магнитодвижущей силы, а сужение ширины проводящих дорожек снижает сопротивление переменному току.

 

 

 

Как упоминалось ранее, планарный трансформатор состоит из планарных слоев фольги на печатной плате, что ограничивает возможное количество витков. Между тем, требуется меньше витков из-за большей площади поперечного сечения магнитного компонента. Кроме того, плоская форма материала магнитного сердечника увеличивает площадь поверхности для отвода тепла. Благодаря тому, что обмотка выполнена в печатной плате, расстояние между витками и слоями очень равномерное. В результате емкость взаимной обмотки остается неизменной, а чередование обмоток способствует снижению потерь переменного тока. В свете всех этих факторов плоские трансформаторы эффективны и обладают превосходной повторяемостью.

Оптимизация плоских обмоток — сложная процедура, поскольку возможно огромное количество методов намотки и геометрий. Плоские обмотки могут быть смоделированы многими способами, требующими оптимизации на основе факторов, специфичных для конкретного применения. К ним относятся эффективность, удельная мощность и другие физические ограничения, такие как максимальная занимаемая площадь, сложность конструкции и возможности изготовления. В результате оптимизация плоских обмоток требует комплексного подхода, учитывающего множество факторов, включая производительность, технологичность и надежность. Оценивая компромиссы между этими факторами, можно достичь оптимального дизайна, отвечающего требованиям.

Изготовление даже простой плоской обмотки требует принятия большого количества сложных решений. Форма обмотки, внутренние и наружные размеры, количество витков, расстояние между проводниками, количество слоев, толщина проводника и ширина проводника — это лишь несколько важных решений. Каждое из этих решений может оказать значительное влияние на производительность продукта. Например, количество витков и расстояние между проводниками могут влиять на эффективность и удельную мощность конечного продукта. Аналогичным образом, количество слоев, а также ширина и толщина проводника могут влиять на максимальную занимаемую площадь и сложность изготовления.
Для улучшения плоских магнитных свойств были использованы различные конструктивные приемы, такие как чередование, уменьшение ширины дорожки, удаление внутренних витков, сдвиг, изменение расположения обмоток и методы плетения, как показано на рисунке 6.

Рисунок 6: Обзор методов оптимизации, обсуждаемых в этой статье. Здесь описаны следующие методы: чередование [50,51,52,53], уменьшение ширины дорожки [54,55,56,57,58], удаление внутренних витков [59], сдвиг [17], изменение расположения намотки [17] и плетение [60,61,62,63,64]

 

Эти методы позволяют инженерам определить наиболее подходящие конструктивные параметры и конфигурации для оптимизации плоских магнитных компонентов для конкретного применения, что приводит к снижению индуктивности рассеяния, паразитной емкости и сопротивления переменному току. Принимая во внимание различные факторы, влияющие на характеристики плоских магнитных компонентов, эти методы могут быть использованы для уменьшения общих потерь мощности. Например, чередование может уменьшить индуктивность рассеяния за счет укладки нескольких слоев обмоток вместе и уменьшения магнитодвижущей силы, в то время как уменьшение ширины дорожки может сократить общую длину дорожек, тем самым снижая сопротивление переменному току. Удаление внутренних витков, смещение и изменение расположения обмоток может помочь свести к минимуму индуктивность рассеяния и паразитную емкость. Наконец, методы плетения могут повысить эффективность плоских магнитных компонентов за счет снижения сопротивления переменному току. Вот краткое изложение методов, которые были использованы для оптимизации плоского магнитного компонента.

2.1. Чередование

Чередование включает в себя разделение обмоток на несколько частей и чередование первичной и вторичной части обмоток для уменьшения МДС (магнитодвижущей силы), как показано на рисунке 7.

Рисунок 7: МДС распределения: (а) расположение без чередования  (р-р-р-р-s-s-s-s), (b) полностью чередующееся расположение (P-S-P-S-P-S-P-S), (c) альтернативное чередующееся расположение (P-S-S-P-P-S-S-P), и (d) улучшенное чередующееся расположение  (0.5P-S-P-S-P-S-P-S-0.5P), (e) расположение без чередования для требований к изоляции при более высоких напряжениях  (P-S-S-S-S-S-S ), (f) частично чередующаяся компоновка для требований к изоляции при более высоких напряжениях  (0.5P-S-S-S-S-S-S-0.5P), где P – первичная обмотка, S – вторичная обмотка.

 

2.1.1. Полностью чередующиеся

Потери в обмотках трансформаторов резко возрастают на высоких частотах из-за вихревых токов, это делает детальную модель потерь в обмотках необходимой для проектирования или оптимизации трансформаторов, а также для выбора диапазона частот и расположения обмоток. Потери переменного тока, такие как потери на эффекте близости и потери на скин-эффекте, отрицательно влияют на характеристики трансформатора в высокочастотных преобразователях мощности. Вихревые токи генерируются внутри проводника переменным магнитным полем, генерируемым током, оно в свою очередь стремится нейтрализовать поле, создаваемое первоначальным током. Ток в проводнике имеет более высокую плотность у поверхности, чем в центре, что приводит к увеличению сопротивления, известному как скин-эффект. Эффект близости возникает, когда по соседнему проводнику протекает ток, вызывая циркулирующий ток внутри проводника из-за изменяющегося во времени магнитного поля, создаваемого током в соседнем проводнике. Эффект близости и скин-эффект вызывают неравномерную плотность тока в поперечном сечении, что приводит к большему сопротивлению обмотки на более высоких частотах. Как показано в [65], скин-эффект бесконечного фольгированного проводника можно проиллюстрировать с помощью относительного сопротивления переменного тока к постоянно.

(8)

, где ξ=h/δ , δ и h — глубина скин слоя и толщина проводника. Выражение для сопротивления переменному току n -го слоя получено на основе предположений Доуэлла и решения для общего поля распределения плотности тока в бесконечном фольговом проводнике [65,66].

(9)

, где Rac,m и Rdc,m — сопротивления обмоток переменному и постоянному току соответственно. m может быть определено как:

(10)

, где F(0) и F(h) являются МДС на границе слоя.

Первое слагаемое в (9) совпадает с (8), которое представляет скин-эффект. Эффект близости представлен вторым слагаемым. Когда обмотка многослойная, потери от эффекта близости могут систематически перевешивать потери от скин-эффекта, в зависимости от m, который является функцией расположения обмоток. Если напряжения возбуждения первичной и вторичной обмоток совпадают по фазе, чередующиеся обмотки трансформатора могут значительно минимизировать потери на близость. Распределение МДС можно увидеть на рисунке 7 для чередующихся и не чередующихся схем намотки. Различные результаты могут быть достигнуты m для полностью чередующихся и не чередующихся структур, как показано на рисунке 7, на основе расчетов, выполненных по формуле (10).

Распределение тока внутри проводников можно исследовать с помощью инструмента МКЭ для объяснения эффекта вихревых токов в двух различных схемах. На рис. 8а и 8b показаны распределения тока для обмоток с чередованием и без него, соответственно, на частоте тока 50 кГц. Были построены двумерные плоские модели трансформаторов с цилиндрической симметрией вокруг оси Z, и все условия в обеих моделях одинаковы, за исключением расположения обмоток. Из рисунков видно, что плотность тока уменьшается по мере удаления от оси Z из-за эффекта “спиральности” постоянного тока (неравномерное распределение постоянного тока по спирали). Повышенная плотность тока дополнительно усиливается за счет скин эффекта и эффекта близости при высокой частоте. Следовательно, цветовое разделение распределения тока является результатом эффекта спиральности постоянного тока, эффектов близости и скин-эффектов. Эффект спиральности постоянного тока не влияет на сопротивление переменному току. На рисунке 8а показано, что плотность тока в устройстве без чередования имеет тенденцию к повышению из-за эффекта близости. В слое, близком к границе раздела между первичным и вторичным слоями, наблюдается тенденция к смещению плотности тока к поверхности проводника; следовательно, площадь цветового градиента уменьшается, это означает о более высоком сопротивлении переменному току.

Рисунок 8: Сравнение распределения тока в (а) устройстве с полным чередованием и (б) устройстве без чередования. Цветовое разделение распределения тока является результатом эффекта спиральности постоянного тока, эффекта близости и скин-эффектов. Воспроизведено с разрешения [50], IEEE, 2010.

Суммарную индуктивность рассеяния можно рассчитать следующим образом:

(11)

, где h₁ и h₂ — толщина слоя первичной и вторичной обмотки соответственно, а h_Δ — высота слоя изолятора. l_w — это длина каждого поворота, а b_w — ширина каждого поворота.

Применяя ту же формулу для полностью чередующегося структуры, индуктивность рассеяния может быть определена следующим образом:

(12)

Индуктивность рассеяния может быть значительно снижена с помощью полностью чередующейся структуры. В дополнение к структуре обмоток, определенные физические параметры, такие как толщина и ширина проводника, толщина изолятора и количество витков, также могут влиять на индуктивность рассеяния в плоских трансформаторах [49].

Паразитные элементы в трансформаторах вызывают индуктивность рассеяния, ограничивая наклон тока главного переключателя между нулем и номинальным значением, что снижает скорость коммутации между выходными диодами. Кроме того, энергия, запасенная в индуктивности рассеяния, высвобождается, генерируя скачки напряжения, которые могут вызвать проблемы с электромагнитными помехами на силовом транзисторе  и увеличить потери при переключении, тем самым снижая его эффективность [67].
Общее полное чередование значительно снижает индуктивность рассеяния. Более низкое отношение МДС (m) снижает сопротивление переменному току за счет ослабления эффекта близости между соседними слоями. В каждом слое МДС уменьшается (как показано на рис. 7b), что уменьшает энергию, связанную с индуктивностью рассеяния. Однако более высокую паразитную емкость можно обнаружить в семи местах пересечения вторичной и первичной обмоток. Новый метод чередования, показанный на рис. 7с, был введен в [24]. При такой компоновке емкость между витками ниже, чем при полностью чередующемся расположении, за счет незначительного увеличения емкости внутри витков.

Улучшенный метод чередования по сравнению с упомянутыми ранее методами был предложен в [50], который показан на рисунке 7d. Различные схемы намотки сравниваются с целью оценки как их плюсов, так и минусов.

Сравнение трех основных моделей методов чередования и без чередования показано на рисунке 9. Модель без чередования (рис. 7а) имеет самую высокую индуктивность рассеяния, но благодаря только одному пересечению между первичной и вторичной обмотками достигается минимальная паразитная емкость. В модели чередования P-S-P-S-P-S-S-P-S (рис. 7b) сопротивление переменного тока и индуктивность рассеяния значительно снижаются при полном чередовании. При использовании модели с полным чередованием общая МДС уменьшается по всей длине, но между первичной и вторичной обмотками больше пересечений, что приводит к более высокой паразитной емкости. В модели чередования P-S-S-P-P-S-S-P, также известной как альтернативное чередование (рис. 7c), распределение МДС аналогично распределению в модели с полным чередованием, в то время как количество пересечений меньше, и, как следствие, паразитная емкость меньше.

Рисунок 9 Сопоставление (a) индуктивности рассеяния и (b)  измеренного сопротивления переменному току без чередования, полностью чередующейся конфигурации (P-S-P-S-P-S-P-S), альтернативным-чередованием (P-S-S-P-P-S-S-P) и улучшенной конфигурацией с чередованием (0.5P-S-P-S-P-S-0.5P).

 

Лучшей схемой чередования является модель чередования 0,5P-S-P-S-P-S-0,5P, в которой верхние и нижние витки расположены вместе в виде слоя, так что коэффициент МДС m еще больше уменьшается. Аналитическое распределение МДС этой модели проиллюстрировано на рисунке 7d. Коэффициенты МДС (m) на каждой ветви могут не превышать 0,5 из-за вероятных погрешностей в импедансах верхнего и нижнего слоев. Однако это соотношение (m) может быть снижено ниже 1. Таким образом, как показано на рисунке 9, на более высоких частотах можно наблюдать более низкое сопротивление переменному току, и можно наблюдать постепенную тенденцию к росту выше отметки частоты 100 кГц. Существенным преимуществом этого устройства является то, что оно уменьшает сопротивление переменному току и индуктивность рассеяния, а также уменьшает паразитную емкость по сравнению с альтернативными структурами чередования. Добавление четырехкратного чередования также приведет к m=0,5  путем расщепления витка первичной обмотки [50].

В таблице 1 сравниваются различные модели чередования с методом без чередования в качестве эталонной модели. Улучшенный способ уменьшает паразитную емкость, одновременно уменьшая индуктивность и сопротивление переменному току.

Таблица 1. Сравнение сопротивления переменного и постоянного тока, индуктивности рассеяния и паразитной индуктивности без чередования и трех различных структур чередования. Результаты нормализуются на основе конфигурации без чередования.

 

	Rac/Rdc	Индуктивность рассеяния	Паразитная емкость
Без чередования  (P-P-P-P-S-S-S-S)	1/1	1	1
Полное чередование (P-S-P-S-P-S-P-S )	0,28/0,94	0,135	8,18
(P-S-S-P-P-S-S-P )	0,31/0,95	0,146	3,69
(0.5P-S-P-S-P-S-P-S-0.5P)	0,24/0,87	0,125	3,38

 

2.1.2. Частично чередующиеся

 

Трансформаторы с требованиями к изоляции (например, работающие с более высокими напряжениями) не выиграют от полного чередования обмоток. Следовательно, индуктивность рассеяния может быть уменьшена за счет использования частичного чередования. Частично чередующаяся структура представлена в [51]. Согласно расчетам МДС, частичное чередование (рис. 7f) снижает индуктивность рассеяния по сравнению со структурой без чередования (рис. 7e). Первичная и вторичная обмотки этих конструкций различаются в первую очередь толщиной изоляции, в то время как остальные параметры идентичны. При частично чередующейся структуре имеются две параллельные первичные обмотки и большая изоляция между первичной и вторичной обмотками, в то время как структуры без чередования имеют одну первичную обмотку и более тонкую изоляцию между первичной и вторичной обмотками. МДС в основном возникает в окне магнитного сердечника, потому что магнитное сопротивление в области внутри сердечника очень мало.

Предложенный способ был протестирован с использованием планарного трансформатора для лампового усилителя бегущей волны как с частично чередующейся, так и структурой без чередования. Результаты анализа данных, собранных как для частично чередующихся, так и для структур без чередования, представлены на рисунке 10, показывающем снижение индуктивности рассеяния примерно на 30%.

Рисунок 10: Нормированная индуктивность рассеяния в частично чередующихся и не чередующихся структурах. Видно, что индуктивность рассеяния была уменьшена примерно на 30% для частично чередующейся структуры. Воспроизведено с разрешения [51], IEEE, 2010.

 

Кроме того, трансформатор имел дополнительную первичную обмотку и более толстый слой изоляции, что увеличивало его сложность. Проанализировав результаты моделирования, можно констатировать, что предлагаемая частично чередующаяся структура приемлема для высоковольтных высокочастотных применений.

В работе [52] авторы работали с высоковольтным напряжением, используя плоские трансформаторы, и учитывали паразитные элементы. Была предложена улучшенная чередующаяся структура для многовыходного трансформатора в высоковольтных и высокочастотных приложениях. Предложенный метод был сравнен с несколькими другими методами с чередующимся дизайном и без него, как видно на рисунке 11.

Рисунок 11:  Многовыходные трансформаторные конструкции для высоковольтных высокочастотных применений: (a) W1(без чередования, однослойный), (b) W2(частично чередующийся, однослойный), (c) W3(без чередования, двухслойный), (d) W4(частично-чередующийся, двухслойный), (e) W5(не чередующийся, не перекрывающийся), (f) W6(частично чередующийся, не перекрывающийся) [52].

 

Был проведен сравнительный анализ предлагаемой конструкции и других типичных конструкций по таким параметрам как, индуктивность рассеяния, сопротивление по переменному току (R_AC), R_AC/R_DC и емкость по переменному току (C_p). Индуктивность рассеяния была уменьшена вдвое при использовании частично чередующихся структур (W2, W4 и W6) по сравнению с не чередующимися структурами (W1, W3 и W5).

R_AC/R_DC может использоваться для отражения характеристик, связанных с высокими частотами. Степень чередования слоев (W2, W4 и W6) повлияла на результаты, касающиеся R_AC/R_DC. Несмотря на то, что было доказано, что W2 имеет самое низкое соотношение сопротивлений по переменному и по постоянному току, W4 имеет более низкое сопротивление по постоянному току, чем W2, что означает, что его сопротивление переменному току все еще ниже, чем W2. По сравнению со своими не чередующимися аналогами (W1, W3 и W5), частично чередующиеся структуры (W2, W4 и W6) демонстрируют превосходные высокочастотные характеристики. На низкой частоте (ниже 500 кГц) R_AC W4 является самым низким, главным образом в результате того, что имеет более низкое сопротивление по постоянному току. При увеличении частоты до 500 кГц R_AC W4 будет равен R_AC W2. И наоборот, при более высокой частоте переключения R_AC  W4 будет больше, чем у W2, что приводит к меньшим потерям на более высоких частотах.

При работе на более высоких частотах можно сделать вывод, что частично чередующаяся однослойная структура W2 обладает лучшими высокочастотными свойствами и меньшими потерями в меди. Кроме того, частично чередующаяся структура обеспечивает
снижение Rac на 50% по сравнению с не чередующейся структурой. Однако возможно, что критическая частота отличается в зависимости от области применения.

В частично чередующихся структурах C_p больше, чем у соответствующей структуры без чередования из-за дополнительной емкости, создаваемой между ее первичной и вторичной обмотками. Среди трех частично чередующихся структур W4 имеет самую большую емкость  C_p из-за своей высокой внутриобмоточной емкости (C_intra), а также самой большой площади перекрытия обмоток. С другой стороны, W6 имеет более низкую C_p
из-за меньшей площади перекрытия по сравнению с W4, но существует значительная емкость внутри обмотки (C_intra),которая и отвечает за переменную емкость W6. W2 является наименее емкостной структурой среди всех частично чередующихся структур. Витки укладываются в один слой, а противоположный слой используется только для исходящей линии. За счет этого значительно уменьшается C_intra, и, следовательно, значительно снижается C_p однослойной структуры.

Исходя из таблицы 2, очевидно, что желательны W1 и W2 с низкой C_p. Соответственно, для оптимального проектирования плоского трансформатора с различных точек зрения необходимо найти компромиссы. Принимая все это во внимание, W2 представляется наиболее подходящим вариантом для высоковольтных и высокочастотных вариантов с несколькими выходами, благодаря низкому R_ac, низкому L_lk  и низкому C_p.

Таблица 2. Сравнение индуктивности рассеяния, сопротивления переменному току и паразитной емкости схем обмоток W1–W6 (частично чередующиеся и не чередующиеся структуры), нормированных по W1.

Обмотки	Llk (500 kHz)	Rac (500 kHz)	Cp
W1	1	1	1
W2	0.48	0.52	0.145
W3	1.08	1.09	0.590
W4	0.47	0.50	0.594
W5	1.10	1.01	0.333
W6	0.52	0.51	0.359

 

2.1.3. Чередование парных слоев

 

Синфазный шум распространяется из-за больших паразитных емкостей между первичным и вторичным слоями планарного трансформатора , тем самым вызывая проблемы с электромагнитными помехами. Улучшенный способ намотки, описанный в [53], предназначен для устранения синфазного шума и нежелательной резонансной частоты в планарном трансформаторе LLC . Предлагаемый способ помог бы сделать преобразователи LLC тонкими и плоскими (с высокой плотностью мощности) за счет устранения необходимости в громоздких синфазных дросселях. Кроме того, новый метод намотки обеспечивает низкую индуктивность рассеяния и удельное сопротивление переменному току, которые также являются важнейшими характеристиками для высокоэффективных трансформаторов. Основные причины синфазного шума в трансформаторах LLC и комплексный подход, нацеленный на все источники синфазного шума в трансформаторе, рассмотрены в [53].

Цель этого подхода — свести синфазный шум практически к нулю, определив, откуда он исходит. Синфазный шум  можно объяснить тремя основными причинами :

(I) ВЧ ток I_P-S вызван перекрытием первичных и вторичных слоев,

(II) ВЧ ток I_P-C вызван взаимодействием между первичными слоями и сердечником,

(III) ВЧ ток  I_P-C-S вызван связью между первичным и вторичным слоями через сердечник.

При использовании метода чередования парных слоев витки с высоким dv/dt будут экранированы, а витки с одинаковым dv/dt будут перекрываться. Таким образом, возможно устранение циркулирующего тока между первичной и вторичной обмотками (известного как синфазный шум). Экспериментальные результаты предлагаемого метода намотки показывают снижение уровня синфазного шума по сравнению с традиционным методом намотки при той же паразитной емкости на 11-20 дБмкВ.

Эффект возникновения тока I_P-S возникает путем пересечения первичного и вторичного слоев трансформатора, и это вносит наибольший вклад  в синфазный шум модуля в целом. Типичный сценарий показан на рисунке 12а, где два слоя, которые работают отдельно (от первичного и вторичного), пересекаются друг с другом. Модель электростатического взаимодействия может быть построена на основе шести конденсаторов, как показано на рис. 12b [53]. Общий генерируемый синфазный шум между этими слоями может быть определен путем суммирования токов в этих образованных конденсаторах C_ac, C_ad, C_bc и C_bd (синфазный шум не создается емкостями C_ab и C_cd , поскольку они находятся в одной и той же обмотке). Токи, протекающие через конденсаторы, следующие: [53]:

(13)

Рисунок 12:  Генерация шума CM при наложении первичного и вторичного слоев. (a) Физическое представление перекрытия. (b) Эквивалентная модель паразитной емкости, которая показывает, как генерируется синфазный шум.

Суммируя приведенные выше уравнения, мы можем получить общее количество токов которые в последствии и создадут  синфазный шум. Чтобы достичь нулевого синфазного шума от перекрывающихся слоев, нужно определить условие, при котором это значение равно нулю [53]. Первое требование касается dv/dt между перекрывающимися слоями:

(14)

Достижение этих равенств требует выполнения двух условий. Крайне важно, чтобы перекрывающиеся слои имели одинаковое количество витков, а также одинаковое значение dv/dt  на выводах перекрывающихся слоев. Это может быть достигнуто только перекрывая определенные участки первичных и вторичных витков и способ этот единственный. Принимая во внимание (11), можно исключить две переменные, что приводит к следующему уравнению:

(15)
(16)
(17)

Ни  dv_a/dt, ни  dv_b/dt  не могут быть равны, потому что они принадлежат к одной и той же обмотке. Чтобы сделать (14) равным нулю, C_bc и C_ad должны быть равны. С помощью симметрии можно гарантировать, что C_ad и C_bc равны, а какого они значения все равно. Пока перекрывающиеся слои симметричны, количество витков и компоновка печатной платы будут одинаковыми, а обмотки будут повернуты на 180^∘.

Следующие уравнения могут быть справедливы благодаря симметрии:

                 (18)

При этих условиях синфазный шум будет равен нулю.

Существует также возможность распространения синфазного шума по сердечнику. Уровень синфазного шума, создаваемого перекрытием сердечника, намного меньше, чем тот, который генерируется первичным и вторичным слоями. Однако, чтобы еще больше уменьшить это количество, необходимо предотвратить образование синфазного шума в сердечнике. Кроме того, часть синфазного шума, которая генерируется из-за емкостной связи между первичной и вторичной обмотками через сердечник ( I_P-C-S)  может быть дополнительно уменьшена за счет защиты первичных слоев от помех [53]. В результате как верхний, так и нижний слои должны принадлежать вторичному слою, а первичные слои должны покрыть вторичные слои.

С помощью предлагаемого способа синфазный шум, создаваемый сердечником, сводится к минимуму независимо от конструкции трансформатора. Характеристики традиционных планарных трансформаторов с чередованием намного хуже из-за синфазного шума. Интегрируя это решение в конструкцию плоского трансформатора, можно решить хорошо известный компромисс между минимизацией сопротивления переменному току и минимизацией синфазного шума.

 

2.2. Уменьшение ширины дорожки (УШД) и инвертированный  УШД

 

Было показано, что уменьшение ширины дорожки уменьшает индуктивность рассеяния до определенного минимума, после чего сопротивление начинает увеличиваться при дальнейших уменьшениях [68]. Для улучшения конструкции спиральных обмоток в плоских системах было предложено несколько подходов [54]. Был разработан аналитический метод для расчета сопротивления спиральных обмоток, будь то круглых или прямоугольных, с изменяющейся шириной дорожки [55]. Индуктивности с квадратными спиралями для радиочастотных приложений также продемонстрировали преимущества изменения ширины дорожки. В [69] статье указаны различные методы определения размеров, модели сопротивления и закономерности изменения ширины, которые используются для улучшения некоторых частных случаев более распространенной конструкции спиральной намотки.

Высокая паразитная емкость, создаваемая массивом плоских проводников с высокой разностью потенциалов, уложенных друг на друга, может изменять форму сигнала и снижать частоты саморезонанса, что приводит к высоким пробивным токам.

Плоская спираль с обратным УШД была предложена в [56], где следующий слой имеет УШД меньше единицы, за которым следует УШД больше единицы для меньшего перекрытия меди между слоями, как показано на рис. 13. С помощью этого метода уменьшается количество перекрывающихся проводников, а также общий градиент напряжения между слоями, что приводит к уменьшению общей емкостной энергии спиральной обмотки. Конструкция прототипа плоской катушечной обмотки и анализ ее характеристик R, L и C показывают, что предлагаемый способ уменьшает паразитную емкость на ту же величину, что и обмотка контрольной катушки; это также значительно снижает сопротивление.

Рисунок 13: Плоская спиральная намотка двух смежных слоев без поворотных соединений для (а) традиционного УШД (верхний слой) и (б) перевернутого УШД (нижний слой). Этот тип обмотки обеспечивает меньшую индуктивность рассеяния в трансформаторе, поскольку ширина дорожки уменьшается с единицы, снижаясь до минимума, прежде чем увеличится сопротивление при дальнейшем уменьшении ширины дорожки

 

С целью уменьшения теплопотерь используя перевернутую спиральную структуру намотки УШД с планарной спиралью также можно уменьшить межслойную емкость [56]. При таком подходе один слой витков равномерно уменьшается снаружи внутрь в постоянном соотношении, а на следующем слое выполняется обратное. Это приводит к значительному уменьшению количества перекрывающихся участков меди и гораздо меньшему падению напряжения между самыми большими перекрывающимися участками. Исходя из размеров обмотки и разделения слоев, показанных на рисунке 14, было продемонстрировано, что емкость может уменьшиться на 50% в то время как сопротивление переменному току может снизиться до 20% [56].

Рисунок 14: Рисунок 14. Поперечное сечение емкостной энергии МКЭ (а) традиционной планарной спиральной обмотки и (б) предлагаемой обратной планарной спиральной обмотки УШД . На входных клеммах традиционной обмотки можно обнаружить область с чрезвычайно высокой емкостной энергией из-за перекрывающихся проводников. С предлагаемой обмоткой гораздо меньше энергии улавливается на входном выводе, поскольку обмотка обеспечивает удвоение площадей без перекрытия.

Читать статью в пдф формате

Окончание в журнале «Электронные Компоненты» №5

Реклама в журнале anton.denisov@ecomp.ru

Литература:

 

50. Ouyang, Z.; Thomsen, O.C.; Andersen, M.A.E. Optimal Design and Tradeoff Analysis of Planar Transformer in High-Power DC–DC Converters. IEEE Trans. Ind. Electron.2012, 59, 2800–2810.
51. Zhao, B.; Wang, G.; Hurley, W.G.; Ouyang, Z. An interleaved structure for a high-voltage planar transformer for a Travelling-Wave Tube. In Proceedings of the 2016 IEEE 8th International Power Electronics and Motion Control Conference (IPEMC-ECCE Asia), Hefei, China, 22–26 May 2016; pp. 3695–3701.
52. Zhao, B.; Ouyang, Z.; Duffy, M.C.; Andersen, M.A.; Hurley, W.G. An improved partially interleaved transformer structure for high-voltage high-frequency multiple-output applications. IEEE Trans. Ind. Electron.2018, 66, 2691–2702.
53. Saket, M.A.; Ordonez, M.; Craciun, M.; Botting, C. Improving planar transformers for LLC resonant converters: Paired layers interleaving. IEEE Trans. Power Electron.2019, 34, 11813–11832.
54. Hsu, H.M.; Tseng, C.W. Design of on-chip transformer with various coil widths to achieve minimal metal resistance. IEEE Electron Device Lett.2007, 28, 1029–1032.
55. Huang, X.; Ngo, K.; Bloom, G. Design techniques for planar windings with low resistances. In Proceedings of the 1995 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition-APEC’95, Dallas, TX, USA, 5–9 March 1995; Volume 2, pp. 533–539.
56. Cove, S.R.; Ordonez, M. Low-capacitance planar spiral windings employing inverse track-width-ratio. In Proceedings of the 2016 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Milwaukee, WI, USA, 18–22 September 2016; pp. 1–6.