Проблема формирования сверхширокополосного СВЧ-сигнала является наиболее актуальной при разработке современных систем связи, радиолокационных систем и измерительных систем.

Устройства масштабирования СВЧ-сигнала (умножители частоты) являются важным компонентом сверхширокополосных систем. Актуальность подобных устройств связана с тем, что первичные источники сигнала (генераторы на фундаментальной гармонике), как правило, имеют очень узкий диапазон перестройки частоты, и для достижения широкой полосы частот требуется масштабирование исходного сигнала в несколько раз [1]. Данную функцию выполняют умножители частоты. Главной частью любого умножителя частоты является нелинейный элемент. Традиционно в пассивных умножителях в качестве нелинейного элемента используют диоды с барьером Шоттки, т.к. они имеют высокую скорость переключения, что обеспечивает работоспособность в диапазоне СВЧ [2].

Известны умножители частоты на 2 и на 3, как в монолитном, так и в гибридном исполнении, такие как HMC-XTB110 [3], TGC1430G [4], D-0840 [5]. В [6] предложен утроитель в монолитном исполнении для выходного диапазона частот 3…30 ГГц. К недостатку приведенной выше топологии можно отнести отсутствие фильтрующих элементов на входе и выходе схемы, и сравнительно высокие потери преобразования.

В данной работе представлены результаты моделирования и измерения трёх умножителей частоты с выходными диапазонами частот 10…26 ГГц (удвоитель), 22,5…51 ГГц (утроитель), 20…60 ГГц (удвоитель). Микросхемы реализованы на основе монолитной интегральной технологии на подложке из арсенида галлия (GaAs).

2. Электрические схемы удвоителей и утроителя частоты

Уровень фазовых шумов, вызванный умножением частоты в N раз можно рассчитать по формуле:

∆CNR_[dB]=20log(N),                 (1)

Очевидно, что в случаях, когда необходимо достичь минимального уровня фазовых шумов – пассивные умножители имеют преимущество, так как их схема не добавляет собственных фазовых шумов.

Таким образом, в качестве базовой схемы для удвоителей частоты была выбрана классическая двойная балансная схема, состоящая из диодного кольца и балансных трансформаторов на входе и выходе схемы [1]. Схема представлена на рисунке 1.

Рисунок 1 – Схема пассивного удвоителя частоты

Преимущество этой схемы заключается в высоком уровне подавления нечетных гармоник выходного сигнала и простоте физической реализации трансформаторов, которые имеют низкие потери и низкий дисбаланс по амплитуде и фазе выходного сигнала, особенно при перекрытии диапазона частот не превышающем октаву.

Важной частью схемы являются входные и выходные трансформаторы TV₁ и TV₂. При использовании планарной технологии наиболее удобным способом реализации этого элемента является транформатор Маршанда. На рисунке 2 показана схема трансформатора Маршанда.

 

Рисунок 2 – Схема трансформатора Маршанда

Схема может быть представлена как отрезок линии передачи, которая является четвертьволновым трансформатором между источником с волновым сопротивлением 50 Ом и входным сопротивлением диода.

Для достижения оптимальных параметров утроителя частоты предлагается использовать схему с двумя встречно параллельными диодами и фильтрующими элементами на входе и выходе. Коэффициент преобразования можно корректировать с помощью двуполярного смещения, заводимого на нелинейные элементы. На рисунке 3 представлена электрическая принципиальная схема утроителя частоты.

 

Рисунок 3 – Электрическая принципиальная схема утроителя частоты

По указанным схемам были смоделированы МИС с использованием серийной технологии GaAs диодов с барьером Шоттки АО «НПФ «Микран».

Балансные схемы включения диодов, является наиболее оптимальным решением для пассивных умножителей частоты, так как обеспечивают подавление чётных гармоник выходного сигнала [7]. Модель диода, использованная для расчётов, рассмотрена в работе [8].

 

3. Синтез топологии и физическая реализация МИС умножителей частоты

Электродинамическое моделирование топологий было проведено с помощью системы ADS (KeysightTechnologies). Первоначально, для разработки топологии входных и выходных балансных трансформаторов была построена модель, основанная на сосредоточенных элементах [6].

 

Рисунок 4 – Модель моста Маршанда основанная на сосредоточенных элементах

Для микрополосковой линии соотношение C_s/L_s является постоянным, следовательно максимально возможная полоса транформатора равна двум октавам.  Расчётные значения параметров элементов требуемых входных и выходных мостов для удвоителей с входными диапазонами 5…13 ГГц и 10…30 ГГц показаны в Таблице 1.

Таблица 1 – Расчётные параметры входных и выходных трансформаторов

	Трансформатор 5…13 ГГц	Трансформатор 10…26 ГГц	Трансформатор 10…30 ГГц	Трансформатор 20…60 ГГц
k	0,7	0,7	0,7	0,7
Cc, фФ	147	102	74	55
Cs, фФ	65	43	31	23
Ls, нГ	1,5	0,66	0,54	0,32

Затем был проведён электродинамический расчёт, оптимизация и настройка топологий входных и выходных трансформаторов с использование средств ADS (Momentum). Согласно GaAs технологии диодов Шоттки АО «НПФ «МИКРАН» были использованы два слоя металла. Первый был использован для организации основных проводящих линий, а второй для организации воздушных мостиков в местах пересечения проводящих линий. Финальная толщина подложки – 100 микрон. Минимальный зазор и ширина линии 8 и 10 микрон соответственно. Контактные площадки были разработаны для стандартных СВЧ-зондов с расстоянием между контактами 150 микрон. Заземления организованы с помощью стандартных переходных отверстий. Пример полученной структуры трансформатора с полосой 10…30 ГГц показан на рисунке 5.

 

Рисунок 5 – Полученная структура трансформатора с полосой 10…30 ГГц

Сравнение характеристик модели на сосредоточенных элементах и электродинамической модели показаны на рисунке 6.

Рисунок 6 – Сравнение характеристик электродинамической модели и модели на сосредоточенных элементах

Реальная достигнутая полоса трансформатора – 30 ГГц (от 10 до 40 ГГц), но следует отметить, что такой частотный диапазон достижим только в случае хорошего согласования по входу и выходу трансформатора. В реальной схеме, когда трансформатор нагружен на диодное кольцо, согласование на высоких частотах заметно ухудшается, и, соответственно, характеристики самого трансформатора так же ухудшаются. Для того чтобы уменьшить влияние этого негативного фактора полоса трансформатора должна быть рассчитана с 20 % запасом по верхней граничной частоте, а в некоторых случаях следует применять дополнительные цепи согласования.

Особенностью топологии утроителя является использование дополнительных топологических фильтров и разделительных ёмкостей топологического типа, выполняющие роль цепей согласования. Схожие решения с топологическими ёмкостями на основе холостоходных либо короткозамкнутых отрезков линий были приведены в [9]. Для реализации элементов была выбрана копланарная структура топологии МИС.

Был проведен полный электродинамический расчет, на основе полученных топологий были изготовлены монолитно-интегральные схемы умножителей частоты с выходными диапазонами частот 10…26 ГГц (удвоитель), 22,5…51 ГГц (утроитель), 20…60 ГГц (удвоитель). Фотографии изготовленных МИС представлены на рисунке 7.

Рисунок 7 – Фотографии изготовленных МИС умножителей: а) 10…26 ГГц (удвоитель), б) 20…60 ГГц (удвоитель), в) 22,5…51 ГГц (утроитель).

Расчётные и измеренные зависимости коэффициента преобразования в зависимости от входной частоты, для удвоителя 10…26 ГГц, представлены на рисунке 8.

 

Рисунок 8 – Сравнение расчетных и измеренных коэффициентов преобразования удвоителя

Расчет и измерения уровня подавления 1й, 2й, 3й, 4й гармоник и коэффициент преобразования в зависимости от частоты при входной мощности +15 дБм представлены на рисунке 9.

 

Рисунок 9 – Результаты измерения подавления гармоник удвоителя

 

Расчётные и измеренные зависимости коэффициента преобразования в зависимости от входной частоты, для удвоителя 20 ГГц – 60 ГГц, представлены на рисунке 10.

 

Рисунок 10 – Сравнение расчетных и измеренных коэффициентов преобразования удвоителя

Расчет и измерения уровня подавления 1й, 2й, 3й, 4й гармоник и коэффициент преобразования в зависимости от частоты при входной мощности +15 дБм представлены на рисунке 11.

 

Рисунок 11 – Результаты измерения подавления гармоник удвоителя

 

Расчётные и измеренные зависимости коэффициента преобразования в зависимости от входной частоты, для утроителя 22,5 ГГц – 51 ГГц, представлены на рисунке 12.

 

Рисунок 12 – Сравнение расчетных и измеренных коэффициентов преобразования утроителя

Расчет и измерения уровня подавления 1й, 2й, 3й, 4й, 5й гармоник и коэффициент преобразования в зависимости от частоты при входной мощности +15 дБм представлены на рисунке 13.

 

Рисунок 13 – Результаты измерения подавления гармоник утроителя

 

4. Заключение

Проведён полный электродинамический расчёт и измерения тестовых топологий МИС умножителей с диапазонами выходных частот 10 ГГц – 26 ГГц (удвоитель), 22,5 ГГц – 51 ГГц (утроитель), 20 ГГц – 60 ГГц (удвоитель). В качестве нелинейных элементов были использованы GaAs диоды с барьером Шоттки (АО «НПФ Микран»). Диоды изготовлены на основе полупроводниковой структуры, выращенной методом молекулярно – лучевой эпитаксии на полуизолирующей подложке арсенида галлия.

Источники финансирования и выражение признательности

Работа выполнена при финансовой поддержке Министерства образования и науки РФ, соглашение № 14.577.21.0188 от 27.10.2015 г., идентификаторRFMEFI57715X0188.

Списоклитературы

[1] S. A. Maas, Microwave Mixers (SecondEd.), Artech House, Norwood, MA, 1993.

[2] S. A. Maas, Y. Ryu «A Broadband, Planar, Monolithic Resistive Frequency Doubler», Microwave and Millimeter-Wave Monolithic Circuits Symposium, 1994, pp. 175 – 177.

[3] GaAs MMIC passive x3 frequency multiplier, HMC-XTB110 [Электронныйресурс]. – Режимдоступа: http://www.analog.com/en/products/rf-microwave/frequency-dividers-multipliers-detectors/frequency-multipliers/hmc-xtb110.html/, свободный (датаобращения: 13.09.2017).

[6] Груша А. В., Крутов А. В., Ребров А. С, Пассивный утроитель частоты на встречно-параллельных диодах с барьером Шоттки // Материалы 27-й Международной Крымской конференция «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии – КрыМиКо2017», стр. 59-60

[7] M. T. Faber, J. Chramiec, and M. E. Adamski, Microwave and Millimeter-Wave Diode Frequency Multipliers, Artech House, Norwood, MA, USA, 1995.

[8] Дроздов А. В. Моделирование диодов с барьером Шоттки для применения в монолитных интегральных схемах СВЧ / А. В. Дроздов [и др.] // Доклады ТУСУР. – 2018. – Т. 21, № 1. – С. 28–31.

[9] G. E. Ponchak, L. B. Katehi, «Open- and short-circuit terminated series stubs in finite-width coplanar waveguide on silicon,» IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 45, no. 6, pp. 970-976, June 1997.