Повышающе-понижающие архитектуры

В топологиях, в которых требуется обеспечить минимальное количество элементов в силовой цепи, применяются только два ключа и магнитный элемент с одной обмоткой. Все топологии – понижающего, повышающего и повышающе-понижающего преобразователя с инвертирующим выходом – обеспечивают минимальное количество компонентов в схеме с двумя или с одним активным ключом и одним диодом (см. рис. 1).

Рис. 1. Разновидности топологии с одним индуктором

В идеальном случае такую простую схему можно было бы использовать для построения неинвертирующих повышающе-понижающих преобразователей, однако стандартные архитектуры для генерации выходного напряжения в диапазоне входного напряжения, как правило, требуют дополнительных элементов.

В топологии SEPIC, например, необходимы магнитные элементы в виде двух отдельных индукторов или индукторов со сдвоенной обмоткой. В этой топологии между входом и выходом также используется разделительный конденсатор для работы с большими токами.

Недостаток повышающе-понижающей топологии с четырьмя силовыми ключами и одним индуктором заключается в ее относительной сложности. Более того, использование этой архитектуры может привести к снижению КПД преобразования из-за потерь на переключение и проводимость, связанных с использованием нескольких переключающих элементов.

Мы предлагаем более простое решение – индуктор с отводом в схеме неинвертирующего повышающе-понижающего преобразователя с двумя силовыми ключами (см. рис. 2).

Принцип работы

После замыкания цепи (см. рис. 2) на обмотке индуктора N1 накапливается энергия, а от входа через отвод индуктора течет ток (на землю). В соответствии с принципом автотрансформатора на обмотке N2 появляется напряжение, которое пропорционально отношению витков N1/N2. Если количество витков в двух обмотках одинаково, напряжение во вторичной обмотке равно –Vin. Поскольку это напряжение при включенной схеме имеет отрицательное значение, диод запирается, и ток через N2 не течет.

Рис. 2. В упрощенной схеме повышающепонижающего преобразователя с одним выходом используется индуктор с отводом

После размыкания ключа ток через N1 перестает течь, а запасенная в индукторе энергия высвобождается, вызывая протекание тока через N2 и появление положительного напряжения в правой части схемы. Это напряжение открывает диод и заряжает выходной конденсатор, на котором появляется положительное выходное напряжение. При разомкнутом ключе напряжение на первичной обмотке определяется произведением напряжения на вторичной обмотке на отношение N1/N2. Если количество витков одинаково на обеих обмотках, то в первичной цепи оно равно –Vout.

Коэффициент заполнения и положение отвода в индукторе (соотношение витков N1/N2) определяют передаточную характеристику Vout/Vin, которая может быть больше 1 (усиление) или меньше 1 (ослабление). Предполагая, что потери отсутствуют, а N1 = N2 и D = 0,50, получаем, что Vout = Vin. При иной длительности включения или другом положении отвода функция Vout /Vin определяется из следующего выражения:

                             (1)

На рисунке 3 приведен график для уравнения (1). Из него видно, как меняется отношение Vout/Vin при изменении коэффициента заполнения в диапазоне 0–1 и различных N1/N2.

Рис. 3. Зависимость Vout /Vin от коэффициента заполнения в схеме индуктора с отводом

Практическая реализация

Повышающие схемы, в которых отвод индуктора соединен с силовым ключом, и понижающие схемы, где отвод соединен с диодом, относительно часто используются для расширения возможностей традиционных повышающих и понижающих топологий. С помощью этих простых схем повышается выходное напряжение, выходной ток или изменяется коэффициент заполнения.

В настоящее время большинство производителей таких элементов поставляет готовые компактные сдвоенные индукторы с соотношением количества витков 1:1 и лишь в некоторых случаях – 1:N.

Рис. 4. Практическая реализация повышающе-понижающего преобразователя с одним выходом и контроллером LM5085 с контролем времени включенного состояния

На рисунке 4 показана полная повышающе-понижающая схема на основе топологии, представленной на рисунке 2. В этой схеме используется импульсный контроллер LM5085 с контролем времени включенного состояния (controlled on time, COT) от National Semiconductor. Этот контроллер с внешним MOSFET позволяет гибко выбирать номинальные напряжение и ток MOSFET. Архитектура COT отличается простотой реализации и не требует анализа устойчивости петли обратной связи или компонентов, обеспечивающих стабильность ее работы.

В этой схеме C7 и C5 – входные конденсаторы. R4 задает время включения напряжения U1 при заданном входном напряжении Vin, устанавливая, таким образом, частоту переключения. R1 является токоограничивающим резистором. R3 и R6 задают выходное напряжение. С3 –выходной конденсатор. R5 и С4 – компоненты с малой рассеиваемо мощностью, позволяющие создать сигнал треугольной формы от коммутационного узла и направить его на вывод FB через конденсатор С8 для реализации схемы с управляемым временем включения. Csnb и Rsnb образуют снабберную цепь для снижения звона, вызванного индуктивностью рассеяния между двумя обмотками L1.

Q1, L1 и D1 выбираются с учетом требуемого значения выходного тока и отношения Vout/Vin. Если N1 = N2, токи на обеих сторонах L1 практически равны, причем в идеальном случае среднее значение этой нагрузки при проводимости определяется как Iout × (Vout/Vin + 1), как и в большинстве других повышающе-понижающих топологий.

Компоненты схемы выбираются с учетом максимальных токов (особенно для L1, чтобы избежать насыщения), которые представляют собой сумму половинного значения пульсирующего тока индуктора и среднего значения – Iout ∙ (Vout/Vin + 1). Ток пульсаций индуктора (полный размах) вычисляется из следующего стандартного выражения:

,

 где V_L – напряжение на обмотке индуктора; t_on – время, в течение которого это напряжение приложено; L – индуктивность этой обмотки. В случае использования повышающе-понижающей архитектуры индуктора с отводом это соотношение изменяется следующим образом:

,

где V_in – входное напряжение цепи; D – коэффициент заполнения; f_SW – частота переключения; L – индуктивность обмотки N1 индуктора.

Номинальное значение V_ds для Q1 выбирается из условия, что оно должно быть больше, чем V_in + V_out, чтобы перенапряжение на MOSFET, по крайней мере, было той величины, что и в обычном режиме эксплуатации.

В качестве L1 можно использовать индуктор со сдвоенной обмоткой. При этом необходимо, чтобы первичная и вторичная обмотки были как можно ближе расположены друг к другу для минимизации индуктивности рассеяния. В рассматриваемой схеме в качестве L1 выбран индуктор 744873150 компании Wurth.

Рис. 5. Рабочие сигналы повышающе-понижающей цепи LM5085. Желтым цветом отмечен сигнал коммутационного узла (сток Q1); сигнал синего цвета — ток, протекающий через N1 (а) и N2 (б)

На рисунке 5 осциллограммы представляют рабочие сигналы цепи, изображенной на рисунке 4. Сигнал желтого цвета является сигналом, измеренным в коммутационном узле (сток Q1). Сигналы синего цвета – ток, протекающий через N1 и N2, соответственно. Измерения выполнялись для экспериментальной схемы с входным напряжением 12 В, выходным напряжением 12 В и нагрузке 500 мА.

Дополняющие выходы

За время выключения схемы, изображенной на рисунке 2, генерируется не только напряжение Vout, но и напряжение с управляемым коэффициентом заполнения на крайнем левом конце индуктора. Полярность этого напряжения противоположна Vout. Наличие вторичного напряжения позволяет легко реализовать схему с двойной полярностью. На рисунке 6 показана упрощенная реализация такого преобразователя.

Рис. 6. Упрощенная схема повышающе-понижающего преобразователя на основе индуктора с отводом и двумя выходами

В этой схеме отношение V₁/Vin по-прежнему определяется коэффициентом заполнения схемы и положением отвода в соответствии с уравнением (1). Отношение V₂/Vin не зависит от положения отвода (необходимо лишь, чтобы N1 > 0) и зависит от коэффициента заполнения схемы следующим образом:

.

Рис. 7. Схема с двумя выходами, построенная на основе гистерезисного PFET-контроллера LM5085 с управляемым временем включения

На рисунке 7 показана модифицированная схема рисунка 4 с двумя дополняющими выходами. Новая схема отличается от схемы рисунка 4 дополнительным диодом D2 и выходным конденсатором C9; снабберные компоненты Csnb и Rsnb удалены, т.к. через N1 всегда протекает ток при размыкании ключа и нагрузке на выходе V2. 

В более компактной реализации используется монолитный импульсный регулятор (см. рис. 8), например, LM22670 от National Semiconductor. Простота предложенной на рисунке 6 топологии становится очевидной, если использовать компактный стандартный индуктор с отводом и монолитный импульсный стабилизатор с встроенным полевым транзистором и схемой внутренней компенсации. 

Рис. 8. Схема с двумя выходами, построенная на основе монолитного импульсного ШИМ-стабилизатора LM22670 в режиме управления по напряжению

В схеме на рисунке 8 используется другой стандартный индуктор небольшого размера (MSD1278 от Coilcraft). Этот компонент с двумя обмотками с соотношением количества витков 1:1 обеспечивает очень высокое значение взаимоиндуктивности.

При использовании монолитной ИС (внутреннего MOSFET-транзистора) максимальное напряжение системы Vin становится несколько меньше максимального напряжения ИС в зависимости от требуемого выходного напряжения.

Например, в случае схемы LM22670 (см. рис. 8) диапазон Vin для U1 можно увеличить до 42 В. Однако если Vout = 5 В, входное напряжение системы не должно превышать 42 – 5 = 37 В. В данном случае рекомендуется, чтобы входное напряжение не превышало 35 В. Если, например, Vout = 12 В, входное напряжение становится еще меньше. При использовании стабилизатора со встроенным MOSFET вывод GND этой микросхемы может быть подключен к шине с самым малым отрицательным потенциалом в системе, чтобы вывод SW не реагировал на изменения амплитуды сигнала ниже установленного. У большинства коммерческих ИС ограничена возможность задавать отрицательное напряжение на выводе SW с помощью диодов с защитой от электростатического разряда (как правило, эта величина не превышает 2 В). В схеме на рисунке 8 используются стандартные ИС, что упрощает реализацию повышающе-понижающего преобразователя с двумя выходами и индуктором с отводом.

Выводы

Рассмотренные примеры показали, что реализация повышающе-понижающего преобразователя с одним или двумя выходами разной полярности на основе индуктора с заземленным средним выводом осуществляется достаточно просто. При этом в схеме используется меньшее число силовых компонентов, а размеры всей системы уменьшаются. Такая компактная архитектура является вполне достойной альтернативой типовым решениям по преобразованию.

Рассмотренная архитектура преобразователя характеризуется схожей передаточной функцией и другими электрическими параметрами, что и остальные члены семейства повышающе-понижающих преобразователей, однако у нее имеются дополнительные преимущества по сравнению с этими архитектурами.

По сравнению, например, с обратноходовой архитектурой, используемой для генерации двух дополнительных разнополярных шин, в рассмотренной архитектуре отсутствует одна из трансформаторных обмоток за счет подмагничивания сердечника индуктора непосредственно через одну из «выходных» обмоток. В результате уменьшается размер системы, снижается ее стоимость и индуктивность рассеяния.

Автор: Гектор Арройо (HectorArroyo), инженер по применению, National Semiconductor