Помимо этого, на сверхвысоких частотах крайне сложно провести измерения и проверить, получены ли необходимые формы сигналов, а требование к широкополосности устройства вносит дополнительные сложности в процесс разработки, особенно если частота гармоники попадает в рабочую полосу. Перечисленные проблемы многократно усложняются ввиду несовершенств методов проектирования, что приводит к дополнительным потерям времени и средств при исправлении ошибок разработчиков.

В этой статье описывается проектирование усилителя «с первой попытки» с применением NI AWR Design Environment и метода предварительного измерения входных и выходных согласующих цепей до включения усилителя в цепь. Помимо этого, рассматриваются способы решения типичных проблем проектирования УМ, позволяющие лучше предсказать конечный результат и получить его с первой попытки.

Усилитель проектируется на печатной плате RO4350B с использованием 0.25-мкм GaN HEMT мощностью 10 Вт производства Qorvo (модель T2G600528). По результатам измерений получена максимальная мощность более 40 дБм и КПД стока более 54% во всей рабочей полосе. В режиме потерь мощности достигается линейность порядка 30 дБн, а КПД стока превышает 34% при подаче модулированного сигнала с кодовым ортогональным мультиплексированием с частотным разделением (COFDM), шириной канала 2.5 МГц, отношением пиковой мощности к средней 9.5 дБ и рабочим диапазоном 2.0 – 2.5 ГГц.

Проектирование усилителя 

Выбор транзистора

Прежде, чем приступить к таким трудоёмким процессам разработки усилителя, как load-pull и source-pull моделирование или синтез согласующих цепей, необходимо с особой тщательностью подойти к вопросу подбора транзистора, наилучшим образом удовлетворяющего набору заданных требований. Помимо критериев по рабочим частотам и мощности, были рассмотрены и такие параметры, как напряжение стока, коэффициент усиления, рабочая полоса, а также значения ёмкостей между стоком и истоком и затвором и истоком.

Определение оптимального импеданса нагрузки

Сделав выбор в пользу определённого транзистора и получив его нелинейную модель, разработчику необходимо определить оптимальные значения импеданса источника и нагрузки. Стоит отметить, что импеданс нагрузки, обеспечивающий максимальный коэффициент усиления, КПД, выходную мощность или компромиссный вариант между этими параметрами, зависит от частоты и значительно изменяется в рабочей полосе, особенно если речь идёт о широкополосном усилителе.

Определение оптимального импеданса нагрузки было выполнено в Microwave Office на основе комбинации методов load-pull на основной частоте и частотах гармоник, методов контроля формы сигналов и схемотехнических методов вариации эпюр тока и напряжения. Отметим, что контроль формы сигналов при определении оптимального импеданса зависит от наличия доступа к внутренним выводам транзистора – иными словами, это возможно в том случае, если есть возможность проводить измерения в опорной плоскости внутреннего генератора тока, а не корпуса устройства. В случае, если нелинейная модель обеспечивает такой доступ, контроль формы сигналов является одним из лучших методов визуализации размаха тока и напряжения, наличия клиппинга и, в целом, класса работы усилителя.

В нашем примере load-pull моделирование проводилось при напряжении на стоке +28 В и токе покоя 90 мА во всей рабочей полосе усилителя, при этом были получены импедансы нагрузки, отвечающие оптимальной выходной мощности и КПД (рис.1). Целевая область диаграммы Смита находится на пересечении контуров P_max -1 дБ и h_max -5%. Очевидно, что чем больше площадь этой области, тем проще выполнить согласование. В данном случае точка максимальной мощности слегка перемещается по часовой стрелке с изменением частоты в рамках полосы, что, разумеется, упрощает задачу разработчику. Load-pull моделирование проводилось на основной частоте ввиду широкополосности усилителя и вытекающих из этого сложностей с достижением оптимальной нагрузки гармоник [1] без использования нулей функции передачи при синтезе согласующих цепей [2]. Помимо этого, был проведён load-pull на частоте второй гармоники и определена область высокого КПД [1], что можно учесть при синтезе цепей согласования.

 

Рисунок 1: Результаты load—pull моделирования в MicrowaveOffice – контуры постоянной мощности P_max≥ 41 дБм и постоянного КПД ≥ 70% для нижней, средней и верхней частоты рабочей полосы. Граничная область задана как пересечение контуров P_max -1 дБи h_max -5%, характеристический импеданс 50 Ом.

Синтез цепей

Одним из методов проектирования согласующей цепи является представление её как двухпортовой схемы, где импеданс входного порта со стороны схемы виден как сопряжённый к оптимальному. Такой подход позволяет рассмотреть задачу согласования как процесс минимизации потерь на рассогласование между комплексным импедансом входа и 50-омным выходом в рабочей полосе усилителя. Рассогласование можно рассмотреть как со стороны входного, так и выходного порта схемы (рисунок 2а).

 

Рисунок 2а: Вносимые и возвратные потери реализуемой распределённой согласующей цепи как функция от рабочей частоты

Будучи пассивной схемой, выходная согласующая цепь обладает рабочим коэффициентом усиления мощности

 

Рисунок 2б: Коэффициент преобразования усиления (GT) и коэффициент усиления мощности (GP) как функции рабочей частоты – характеристики, описывающие эффективность цепи согласования.

В работе был проведён дальнейший анализ коэффициента преобразования усиления мощности как параметра потерь на согласование в согласующей цепи между выходом транзистора и идеальной нагрузкой 50 Ом. Значение КПД на частоте 2.8 ГГц составило 96.6%, что практически совпало со значением возвратных потерь на той же частоте. С целью сравнения результатов было рассчитано и значение коэффициента преобразования, учитывающего исключительно омические потери в цепи – оно составило 97.7%. Несмотря на то, что рассеяние мощности напрямую не учитывает потери на отражение, его величина зависит от импедансов нагрузки, поскольку они влияют на распределение тока и напряжения в цепи и, следовательно, на потери в проводящих и диэлектрических слоях.

Достижение оптимального согласование в широкой полосе для выбранного транзистора было достаточно тривиальным по ряду причин. Во-первых, в рабочей полосе коэффициент преобразования импеданса был относительно малым (порядка 2:1); во-вторых, положение оптимального импеданса нагрузки на диаграмме Смита слабо изменялось в зависимости от частоты; в-третьих, с увеличением частоты поворот точки осуществлялся по часовой стрелке. Отметим, что именно малое значение коэффициента преобразования было одним из ключевых критериев выбора конкретного транзистора для этого проекта.

Входная цепь

Изменение импеданса источника в рабочей полосе можно контролировать при помощи полосового фильтра, преимуществом которого также можно считать подавление усиления на низких частотах, где собственное усиление транзистора, как известно, высоко. В данном проекте входная согласующая цепь также отвечает за повышение стабильности усилителя в области низких частот. Если коэффициент преобразования импеданса составляет порядка 15:1, то необходимы более проработанные решения. В общем случае, хоть здесь такое и не применено, удобно использовать согласование с равномерным преобразованием.

В условиях отсутствия доступа к внутренним выводам устройства единственным простым решением является оценка формы сигналов в плоскости корпуса, что, разумеется, накладывает существенные ограничения ввиду наличия паразитных эффектов. Их компенсация возможна только в том случае, если определена топология и известны все параметры паразитной схемы для исключения их влияния при моделировании.

Анализ форм сигнала (рисунок 3) показал, что для получения хороших результатов достаточно обеспечить контроль нагрузки второй гармоники, а нагрузка третьей гармоники в оптимизации не нуждается.

Согласно рисунку 3б, максимальное напряжение составляет порядка 60 В, максимальный ток – порядка 1500 мА на частоте сигнала 1500 МГц, что хорошо согласовывается с оптимальными параметрами усилителя. Более показательным с точки зрения оценки эффективности усилителя является почти идеальное попадание в класс F – разность фаз в 180 градусов между выпрямленными полуволнами тока и напряжения, а также очень узкие области перекрытия полусинусоид. Анализ динамической линии нагрузки позволил выделить три области: область А, где напряжение минимально, а ток максимален; область В, где напряжение максимально, а ток обращается в ноль; и переходная область между этими состояниями. На основе такого разделения обеспечивается качественный контроль форм сигналов. Расчёт в пределах одного периода показал, что в областях А и В сигнал находится в течение 63.8% длительности периода.

 

Рисунок 3а. Динамическая линия нагрузки на внутренних выводах транзистора на частоте сигнала 1500 МГц. На рисунке выделены три области: А(Vmin,  Imax), В(Imin,  Vmax) и переходная между ними.

Тестирование усилителя

Для подтверждения применимости и точности описанных нами методов усилитель быть изготовлен на печатной плате Rogers 4350B (толщина диэлектрика 0.508 мм, диэлектрическая проницаемость 3.48). Схема была собрана на тестовой плате из 3 частей: входная согласующая цепь (INMAT), выходная согласующая цепь (OUTMAT) и медная центральная секция для размещения транзистора и заземления истока (рисунок 4а).

 

Рисунок 3б: формы сигналов тока и напряжения на внутренних выводах транзистора. Выходная мощность 10 Вт.

Измерения пассивных компонентов

Перед сборкой усилителя были измерены значения импеданса входной и выходной согласующих цепей со стороны выводов транзистора. Полученные данные точно совпали с результатами моделирования в диапазоне от 1000 до 3000 МГц без дополнительной подстройки (рисунок 4б). Дополнительные измерения в диапазоне от 20 МГц до 10 ГГц также показали достаточно точное совпадение измеренных и промоделированных данных. Таким образом, при помощи трёхсекционной сборки мы смогли измерить импедансы входной и выходной цепей напрямую без использования неудобных и вносящих дополнительные паразитные эффекты измерительных зондов. Разумеется, итоговая конструкция усилителя не является сборочной, но разделение на секции на данном этапе значительно упрощает получение более полной информации о качестве спроектированной схемы и её характеристиках.

                     

(a)

b)

Рисунок 4. (а) Тестовая сборка усилителя из 3 секций. (б) результаты моделирования и измерений для входной и выходной согласующих цепей в диапазоне 1000 – 3000 МГц.

 

Рисунок 5. Сравнение результатов измерений и моделирования входной и выходной согласующих цепей в диапазоне 20 МГц – 10 ГГц.

Измерения в режиме малого сигнала

На следующем этапе были произведены измерения в режиме малого сигнала при смещении стока +28 В и токе покоя 90 мА. Как видно из рисунка 6, результаты моделирования и измерений совпали с высокой точностью для коэффициента усиления и согласования во всем рабочем диапазоне. Помимо этого, усилитель оказался безусловно стабилен при проведении стандартных тестов, включавших в себя изменение напряжения стока и вариацию входного импеданса со стороны транзистора при помощи внешнего тюнера.

 

Рисунок 6. Сравнение результатов в режиме малого сигнала для коэффициента усиления и потерь на отражение

Измерения в режиме большого сигнала (непрерывный режим)

В режиме большого сигнала измерения проводились при тех же параметрах: напряжение на стоке 28 В, ток покоя 90 мА. На вход тестируемого усилителя непрерывный сигнал подавался через предусилитель, поэтому измерения мощности сигнала на входе и выходе были подкорректированы с учётом возможной компрессии предусилителя. В качестве характеристик созданного усилителя были выбраны выходная мощность, коэффициент усиления и КПД добавленной мощности, каждая из которых измерялись при уровне компрессии 3 дБ. Согласно результатам моделирования, выходная мощность составила 40.99 дБм, КПД 63.2%, коэффициент усиления 16.41 дБ. Измерения показали, что эти же параметры равны 40.6 дБм, 59.1% и 15.7 дБ соответственно. Визуальное сравнение, представленное на рисунке 7, позволяет сделать заключение о высоком уровне сходимости результатов моделирования и измерений. Следует отметить, что более 10 Вт мощности на выходе усилителя можно получить в диапазоне от 1300 до 2900 МГц, что расширяет относительную ширину полосы до 76.2%. 

  

Рисунок 7. Сравнение результатов измерений и моделирования в режиме большого сигнала

Для оценки КПД в режиме потерь мощности и интермодуляции в боковой полосе были проведены измерения с модулированным COFDM-сигналом с шириной канала 2.5 МГц и отношением пиковой мощности к средней в 9.5 дБ в рабочей полосе 2.0 – 2.5 ГГц. В асимметричном режиме при уровне выходной мощности 34.5 дБм средний КПД составит 34-35.9%; линейность в 30 дБн получена на центральной частоте 2.25 ГГц +/- 1.25 МГц (рисунок 8). Похожие результаты были получены в диапазоне 1.805-1.88 ГГц с тестовым сигналом WCDMA с отношением пикового сигнала к среднему 7.8 дБ.

 

Рисунок 8. Характеристики усилителя при работе с модулированным сигналом

С учётом несовершенств реализации усилителя предполагается, что он обеспечит 37 дБм выходной мощности, КПД в 34% и линейность в 30 дБ на центральной частоте и в канале +/- 1.25 МГц. Линейность может быть увеличена такими методами, как цифровая коррекция предыскажений или слежение за огибающей. Стоит отметить, что достижение высокого КПД на пиковых значениях сигнала позволяет обеспечить работу при большей пиковой компрессии, что увеличивает относительную мощность во всём динамическом диапазоне, а также КПД и линейность при работе с сигналами с высоким отношением пикового уровня мощности к среднему.

Заключение

В статье представлен проект широкополосного линейного усилителя с высоким КПД в режиме потери мощности. Маршрут проектирования основан на подходе, заключающемся в получении наибольшего возможного объёма информации о составных частях усилителя для уменьшения вероятности ошибки итоговой конструкции. Полученные результаты подтвердили применимость этого подхода для получения требуемого результата с первой попытки. 

Проект разделён на 4 этапа: выбор усилителя на основе количественного и качественного анализа, оптимизация входной и выходной согласующих цепей в Microwave Office при помощи методов load/source-pull, синтез пассивных цепей с последующей ЭМ верификацией и контроль формы сигнала на внутренних выводах модели транзистора. Такое разделение представляет собой качественный и систематический подход к проектированию полноценного усилителя мощности.

Помимо этого, в статье предложен метод измерения характеристик изготовленных схем согласования на основе 3-секционной сборки, позволяющий сравнить результаты моделирования и измерений в опорных плоскостях выводов транзистора. Синтез пассивных цепей производился на основе метода эквивалентных параметров и оценки потерь на рассогласование и действующего усиления, что позволило использовать достаточно простые конструкции цепей для получения широкополосного согласования. Созданный усилитель является многофункциональным и может применяться как предусилитель или усилитель выходных каскадов.

Благодарность

 Авторы благодарят Энди Уоллеса (AWR, NI) и Qorvo/Modelithics за предоставленную модель транзистора.

Списоклитературы

[1] D. T. Wu, F. Mkadem and S. Boumaiza. “Design of a broadband and Highly Efficient 45W GaN Power Amplifier via Simplified Real Frequency  

[2]  R. A. Beltran. “Class-F and Inverse Class-F Power Amplifier Loading Networks Design Based upon Transmission Zeros”, IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium, June 1-6 2014. 


[3]  P. L. D. Abrie. Design of RF and Microwave Amplifiers and Oscillators, 1st edition, Artech House, 1999. 


[4]  D. M. Pozar. Microwave Engineering, 2nd ed, Wiley, 1998. 


[5]  S. C. Cripps. RF Power Amplifiers for Wireless Communications, 2nd edition, Artech House, 2006.