Борьба с излучаемыми помехами на высокоскоростных печатных платах

 

Юрий Сенякин, инженер

 

В статье рассматриваются причины возникновения нежелательных помех в высокоскоростных печатных платах, анализируются результаты исследования эффективности развязывающих конденсаторов в зависимости от расположения переходных отверстий, длины проводников между этими конденсаторами и выводами питания/заземления микросхем, а также расстояния от внутренней пары слоев питания и заземления. Другая часть статьи посвящена вопросам генерации синфазного излучения, возникающим проблемам и методам его контроля для проектирования электронных систем, отвечающих нормативным требованиям.

Статья размещена в журнале «Электронные Компоненты» 5-2026г

 

Влияние геометрии переходных отверстий и проводников платы на эффективность развязывающих конденсаторов

Эта часть статьи посвящена исследованию эффективности развязывающих конденсаторов при изменении топологии переходных отверстий, длины проводников между развязывающим конденсатором и выводами питания/заземления интегральной схемы (ИС), а также расстояния от внутренней пары слоев питания и заземления. В частности, влияние геометрии печатной платы оценивалось путем испытаний шести вариантов печатных плат на радиочастотное излучение в соответствии со стандартом CISPR 25. В этой части исследования определяется топология и схемотехника печатных плат. Далее рассматриваются результаты этих испытаний.

 

Схемотехника печатной платы

На рис. 1 показана принципиальная схема платы.

Рис. 1. Схема цепи

 

Мигание трех светодиодов с использованием ШИМ осуществлялось с помощью микроконтроллера, работающего с тактовой частотой 4 МГц. Для того чтобы ток на каждом вводе/выводе не превышал допустимый максимум 25 мА, каждый светодиод был включен последовательно с резистором 116 Ом. Контактные площадки 14 конденсаторов 0402 были сгруппированы в два блока по семь штук, как показано на рис. 2.

Рис. 2. Блок контактных площадок конденсаторов

 

Один блок (C1–C7) контактных площадок располагался на верхнем слое, а другой (C8–C14) – на нижнем. Первая контактная площадка в каждом блоке находилась на расстоянии 2,54 мм от выводов PWR и GND микросхемы, а остальные шесть располагались с шагом в 12,7 мм. За один раз устанавливался только один конденсатор X7R емкостью 0,1 мкФ.

 

Топологии переходных отверстий и проводящих дорожек

В исследовании использовались шесть печатных плат с указанными выше вариантами размещения конденсаторов, но топология переходных отверстий у каждого варианта была своя, как показано на рис. 3.

Рис. 3. Топологии переходных отверстий шести плат

 

У платы A было четыре переходных отверстия, соединенных с конденсатором. Два переходных отверстия вели к внутреннему слою питания платы и располагались по обе стороны от вывода питания конденсатора на расстоянии примерно 0,762 мм от центра контактной площадки. Два других переходных отверстия вели к внутренней заземляющей плоскости платы и располагались по обе стороны от заземляющего контакта конденсатора на одинаковом расстоянии. Расстояние между каждой парой переходных отверстий питания и заземления составляло 0,762 мм. Переходные отверстия соединялись с конденсатором с помощью прямых проводящих дорожек.

В отличие от платы A, у платы Б было не четыре, а два переходных отверстия, соединенных с конденсатором. Отверстие, ведущее к внутреннему заземляющему слою, располагалось на расстоянии 0,762 мм над заземляющим контактом конденсатора, а отверстие к внутреннему заземляющему слою находилось на расстоянии 0,762 мм над заземляющим контактом конденсатора. И в этом случае расстояние между переходным отверстием питания и заземляющим отверстием составляло 0,762 мм.

У платы В были два переходных отверстия, соединенных с конденсатором, одно из которых находилось примерно на расстоянии 0,660 мм слева от заземляющего контакта конденсатора, а другое – на расстоянии 0,635 мм справа от заземляющего контакта конденсатора. Расстояние между отверстиями составляло 2,16 мм.

На плате Г использовалось только одно переходное отверстие, которое соединялось с внутренним заземляющим слоем платы и располагалось на расстоянии примерно 0,660 мм от центра заземляющего контакта конденсатора. Длинная дорожка шла от вывода питания конденсатора к выводу питания МК PIC10F200.

На плате Д были четыре переходных отверстия, соединенных с конденсатором. Каждое отверстие располагалось на расстоянии по вертикали примерно 0,381 мм и расстоянии по горизонтали около 0,660 мм от центра соответствующего вывода конденсатора. Таким образом, расстояние между каждой парой переходных отверстий питания и заземления составило 2,18 мм. Проводники, соединяющие переходные отверстия с контактными площадками конденсатора, также были изогнутыми.

У схожей с платой В платы Е был более длинный проводник между каждым переходным отверстием и конденсатором. Каждое отверстие находилось на расстоянии примерно 2,54 мм от центра соответствующей контактной площадки конденсатора, в результате чего расстояние между отверстиями составило 5,94 мм.

 

Топология печатной платы

В нашем исследовании использовалась шестислойная плата с топологией, показанной на рис. 4.

Рис. 4. Топология 6-слойной печатной платы

 

Для внешних слоев использовалась медь толщиной в 1 унцию (0,0348 мм), а для внутренних – в 1/2 унции. Близко расположенная пара силовых и заземляющих плоскостей находилась ближе к верхнему слою, чем к нижнему. Такое расположение влияет на площадь токового контура и, следовательно, на его индуктивность при коммутации.

У заземляющих слоев не было отступа от краев платы, тогда как слой питания отступал от них на расстояние 20H, где H – толщина ядра платы (ее структурной основы для монтажа электронных компонентов и формирования электрических цепей).

Далее мы рассмотрим измерительную установку и результаты испытаний на кондуктивные излучения в соответствии со стандартом CISPR 25.

 

Результаты измерений кондуктивных помех

Измерения кондуктивных РЧ-помех сборок печатных плат проводились на внешних линиях питания и заземления с использованием стандартной установки CISPR25 (CE Voltage Method) и двух эквивалентов сети (LISN). Для наглядности представления результатов исследования большинство графиков показано для линии питания (батареи). При подаче питания на микросхему светодиоды мгновенно включались и выключались с некоторой постоянной частотой.

Цель мгновенного включения и выключения светодиодов заключалась в активации периодического режима потребления энергии (заряда), что обусловило необходимость в соответствующей развязке цепи распределенного питания (PDN) для уменьшения или устранения кондуктивных и излучаемых помех. Заметим, что используемая в данной конструкции ИС технология обеспечивает ограниченную полосу пропускания, а максимальные скорости нарастания/спада фронтов и тактовая частота довольно малы в сравнении с большинством высокоскоростных технологий. Таким образом, имеется ограничение на частотный диапазон, в котором эта микросхема генерирует помехи в цепях подачи питания, что, в свою очередь, ограничивает исследуемый нами частотный диапазон.

 

Обзор проекта

На рис. 5 показана структурная схема исследуемой системы, а также конфигурации переходных отверстий и расположение конденсаторов.

Рис. 5. а) структурная схема системы; б) конфигурации переходных отверстий; в) расположение конденсаторов

 

Один блок контактных площадок конденсаторов (C1–C7) расположен на верхнем слое печатной платы, а другой (C8–C14) – на ее нижнем слое на одинаковом расстоянии от микропроцессора. На каждую контактную площадку поочередно устанавливался только один конденсатор X7R емкостью 0,1 мкФ. Значение емкости было выбрано на основе рекомендуемого значения из технической документации производителя.

6-слойная печатная плата, которая использовалась в нашем исследовании, показана на рис. 4.

Тестировались шесть печатных плат с разными топологиями переходных отверстий (рис. 5б). Плата 4 отличалась от других плат не только топологией переходных отверстий, но и длинным проводником, соединенным с выводом питания микросхемы. В отличие от всех остальных плат, у нее не было переходных отверстий, ведущих от конденсатора к плоскости питания.

Из рис. 4 видно, что конденсаторы верхнего слоя расположены ближе к внутренней паре «питание – земля», чем на нижнем слое.

Таким образом, рассматривались вариации с разными топологиями переходных отверстий, значениями расстояния конденсатора от микросхемы и расстояния конденсатора от пары «питание – земля».

 

Схема измерения кондуктивных излучений

Схема измерения в соответствии со спецификацией CISPR 25 показана на рис. 6.

Рис. 6. Установка для измерения кондуктивных излучений

 

Измерения в диапазоне частот 0,15–30 МГц проводились с разрешением 9-кГц полосы, а в диапазоне 30–108 МГц использовалась полоса пропускания приемника 120 кГц. Излучения оценивались по предельным значениям класса 5 с помощью пикового, среднего и квазипикового детекторов.

 

Влияние расстояния между конденсатором и микросхемой

Наиболее выраженное влияние расстояния между конденсатором и микросхемой наблюдалось на плате 4. В диапазоне частот 0,15–30 МГц результаты измерений помех на верхней стороне платы имели схожие тенденции по мере увеличения расстояния между конденсаторами C1 и C7. На рис. 7 показаны сравнительные результаты измерения кондуктивных помех в линии питания батареи в зависимости от расположения конденсаторов C1 и C7.

 

Рис. 7. Верхняя сторона печатной платы 4, диапазон 0,15–30 МГц: уровни помех в местах расположения конденсаторов C1 и C7

В обеих конфигурациях отказы происходят ниже 2 МГц, но из сравнения графиков видно, что в результате перемещения от ближайшего к микросхеме конденсатора C1 к самой дальней от нее локации C7 на верхней стороне платы излучение увеличилось на несколько децибел. Результаты для нижней стороны платы в том же частотном диапазоне 0,15–30 МГц показали аналогичную тенденцию, что видно из рис. 8.

Рис. 8. Нижняя сторона печатной платы, диапазон 0,15–30 МГц: уровни помех в местах расположения конденсаторов C8 и C14

 

 

В диапазоне 30–108 МГц результаты измерений на верхней стороне платы оказались практически теми же (и схожи с результатами измерения в окружающей среде) по мере увеличения расстояния от локации C1 до C6. Однако результаты измерения помех в месте расположения конденсатора C7 оказались совершенно другими. На рис. 9 показаны результаты измерения помех в линии питания для локаций C1 и C7.

Рис. 9. Верхняя сторона печатной платы, диапазон 30–108 МГц: уровни помех в местах расположения конденсаторов C1 и C7

 

Сравнение графиков показывает, что микросхема достаточно хорошо развязана для подавления кондуктивных излучений в этом верхнем диапазоне в случае конденсатора C1. Однако если конденсатор перемещается в наиболее удаленное от микросхемы положение, развязки цепи распределенного питания оказывается недостаточно, что значительно увеличивает кондуктивные помехи. Вероятно, это связано с тем, что в результате увеличения площади контура появляется дополнительная индуктивность.

Измеренные помехи в локации C1 были значительно ниже предельного уровня пикового детектора и схожи с результатами измерения в окружающей среде, тогда как в локации C7 помехи оказались значительно выше, особенно в районе 55 МГц.

В частотном диапазоне 30–108 МГц результаты для случая с развязывающим конденсатором, расположенным на нижней стороне платы, показали увеличение кондуктивных излучений в другом частотном диапазоне. На рис. 10 показаны результаты измерения в линии питания в ближайшем к микросхеме месте расположения C8 в сравнении с наиболее от нее удаленным C14.

Рис. 10. Нижняя сторона печатной платы, диапазон 30–108 МГц: уровни помехи в местах расположения конденсаторов C8 и C14

 

Хотя кондуктивные помехи не превысили предельных значений класса 5, они увеличились в полосе ниже 60 МГц при перемещении конденсатора из положения C7 в положение C14.

 

Причины появления синфазного излучения

Синфазное излучение является основным источником нежелательных электромагнитных помех (ЭМП). Оно возникает, когда по проводникам протекают токи равной фазы без противодействующего обратного тока, компенсирующего их поля. Возникающий дисбаланс приводит к тому, что эти проводники, особенно подключенные кабели, ведут себя как антенны. Понимание того, как генерируется синфазное излучение, какие проблемы оно создает и какие методы его контроля применяются, имеет важное значение для проектирования надежных электронных систем, отвечающих нормативным требованиям.

Электромагнитное излучение от цифровых схем обычно возникает либо в дифференциальном, либо в синфазном режимах работы. В дифференциальном режиме токи текут в прямом и противоположном направлениях, благодаря чему их электромагнитные поля в идеальном случае компенсируют друг друга, сводя излучение к минимуму. Другое дело – синфазные токи. Когда по двум связанным проводникам распространяются токи с одинаковыми амплитудами, поля не противодействуют друг другу: они усиливаются, превращая таким образом кабели, проводящие дорожки и даже элементы шасси в излучающие антенны.

 

Проблемы, связанные с появлением синфазных контуров, и их решение

Настоящие проблемы начинаются, когда корректные дифференциальные сигналы непреднамеренно преобразуются в синфазные токи (рис. 11).

Рис. 11. Дифференциальные и синфазные поля

 

Это преобразование может вызываться паразитной емкостью, геометрическими различиями между проводниками, временным сдвигом, неприемлемыми обратными трактами или асимметрией в любом месте канала. Даже небольшие разрывы в обратном тракте могут создавать синфазные контуры с большой площадью, увеличивая последовательную индуктивность и резко усиливая излучаемые помехи.

Если I₁ и I₂ – токи в двух проводниках, то: дифференциальный ток (IDM) определяется как (I₁ – I₂)/2, а синфазный ток (ICM) – как (I₁ + I₂)/2.

Излучение в дифференциальном режиме является неотъемлемой частью нормальной работы схемы и возникает из-за токов, протекающих по контуру обратного тракта, образованному проводниками печатной платы – дорожками и связанными с ними обратными путями (рис. 12).

Рис. 12. Дифференциальные и синфазные токи

 

Микрополосковые контуры на внешних слоях могут вести себя как небольшие антенны, в основном излучая магнитные поля, в то время как полосковые контуры на внутренних слоях излучают только на краях платы. Хотя эти сигнальные контуры необходимы для корректного функционирования схемы, площадь контуров должна тщательно контролироваться при проектировании, чтобы свести излучаемые помехи к минимуму.

Наиболее критичными контурами, генерирующими излучение, являются те, по которым передаются высокочастотные периодические сигналы. В синхронных системах тактовый сигнал, представляющий собой непрерывный поток повторяющихся импульсов, обычно является главным источником излучения. По этой причине трассировка тактовых сигналов должна быть приоритетной. При этом необходимо приложить все усилия для минимизации площади контура, в том числе за счет максимально короткого проводника синхросигналов и сокращения количества переходных отверстий между слоями.

На многослойных печатных платах линии с синхросигналом рекомендуется прокладывать в виде полосковых линий на внутренних слоях, прилегающих к сплошной опорной плоскости, что помогает локализовать поля и уменьшить излучение. Малое расстояние между линией с синхросигналом и плоскостью с возвратным током в еще большей мере увеличивает связь и уменьшает площадь контура. Кроме того, во избежание передачи энергии синхросигнала во внешние кабели схема тактирования размещается на значительном расстоянии от разъемов ввода–вывода и кабельных интерфейсов.

Шины данных и адресов, а также их линии управления и контроля являются еще одними источниками излучения. Даже при правильно выполненном согласовании эти межсоединения могут передавать значительные импульсы электромагнитной энергии, а результирующее излучение масштабируется пропорционально ее величине. Переходные процессы в источнике питания являются еще одним ключевым источником дифференциального излучения. Хотя связанные с ними контуры могут иметь физически небольшую площадь, они способны накапливать значительную электромагнитную энергию при коммутации, что превращает их в непропорционально мощные источники излучения.

Дифференциальное излучение растет пропорционально квадрату частоты, и его можно контролировать при проектировании несколькими способами: уменьшить импеданс цепи распределенного питания (PDN) ниже заданного значения, минимизировать площадь контура, использовать дифференциальную передачу сигнала для подавления полей и дизеринг синхросигнала. Распределение энергии излучения по более широкому частотному диапазону также снижает пиковые уровни излучения. На практике тактирование с расширением спектра позволяет снизить излучаемые помехи на целых 15 дБ.

Тесная связь хорошо сбалансированной дифференциальной пары способствует сильному подавлению поля. Однако если у пары имеется даже небольшой дисбаланс (рис. 13), эффективность подавления определяется уже не расстоянием между проводниками, а балансом синфазного сигнала пары.

Рис. 13. Сигналы дифференциального режима могут быть преобразованы в синфазный сигнал с помощью тока смещения

 

Любой дисбаланс в трассировке должен быть скорректирован в точке его возникновения для эффективного подавления поля. Кроме того, из-за исходно плохого синфазного баланса большинства источников цифрового сигнала синфазное излучение дифференциальных пар часто намного превалирует над дифференциальным. В этих случаях уменьшение расстояния между проводниками практически не позволяет снизить это излучение.

На рис. 14 показан результат симуляции обратного тока синфазного сигнала в опорной плоскости под несбалансированной дифференциальной парой.

Рис. 14. Связанная микрополосковая дифференциальная пара

 

Обратный тракт неинвертирующего и инвертирующего дифференциальных сигналов находится не в противоположной паре, а в опорной плоскости.

Тесно связанные дифференциальные сигналы работают преимущественно в дифференциальном режиме с незначительным синфазным излучением, вызванным дисбалансом между проводниками. Однако если проводники расположены достаточно далеко друг от друга и связь отсутствует, они ведут себя как две независимые несимметричные линии. В этом случае 100-Ом дифференциальная пара сигналов становится двумя 50-Ом несимметричным сигналами, что вполне приемлемо, если площадь контура невелика, а импеданс не изменяется по всей длине трассы. Обратный тракт синфазных сигналов показан на рис. 15.

Рис. 15. Обратный тракт синфазного сигнала

 

Ситуацию усугубляет то, что подключенные к печатной плате кабели приобретают этот синфазный потенциал заземления и фактически становятся монопольными антеннами. Примечательно, что даже 3 мкА синфазного тока на кабеле длиной 1 м на частоте 100 МГц достаточно, чтобы плата не прошла тест FCC класса B на электромагнитную совместимость. В отличие от излучения дифференциального режима, которое можно контролировать путем тщательного проектирования многослойной структуры и трассировки, излучение синфазного режима гораздо сложнее предсказать и контролировать, поскольку оно непреднамеренно появляется в системе. К сожалению, разработанные схемы не позволяют увидеть неожиданные обратные пути тока, которые имеют решающее значение для понимания целостности сигнала, перекрестных и излучаемых помех.

Не связанные между собой силовые плоскости никогда не должны выходить за пределы области заземления разъема ввода–вывода. Эти плоскости часто несут высокочастотный коммутационный шум, и если они выходят за пределы зоны ввода–вывода, шум может легко проникнуть в соответствующие сигналы и их опорное заземление. Во избежание этого заземление ввода–вывода соединяется с заземлением корпуса или шасси в одной четко определенной точке с низким импедансом. Такая мера минимизирует шум, позволяет контролировать пути возврата тока и поддерживать целостность сигнала на границе интерфейса.

Для эффективного контроля синфазного излучения приоритетной задачей является снижение синфазного напряжения заземления, которое приводит к нежелательному появлению антенн у источника. Шум в цепи распределенного питания является основным источником излучения. Для подавления этого шума необходимо предотвратить его распространение из процессора в силовую и заземляющую плоскости, а также разработать такую PDN-цепь, переменное сопротивление которой ниже заданного импеданса во всем диапазоне частот.

Для обеспечения низкого импеданса PDN-цепи минимизируется расстояние между силовой и заземляющей плоскостями, а также площадь контура и используются развязывающие конденсаторы с малой индуктивностью и импедансом. Полостной резонанс в слое может генерировать стоячие волны, которые усиливают общий резонанс. Поскольку эти взаимодействия сложны и в значительной мере зависят от частоты, настоятельно рекомендуется использовать средство планирования PDN-цепи.

Хорошее заземление также помогает подавить шум, обеспечив синфазным токам обратный путь с низким импедансом к заземлению. Одним из наиболее эффективных способов достижения этой цели является включение нескольких заземляющих плоскостей в вертикальную структуру платы. Не менее важно, чтобы эти плоскости были сплошными и непрерывными, поскольку щели или разрывы могут серьезно нарушить обратные пути.

В тех случаях, когда обратный путь синфазного тока физически отделен от сигнального тракта, образовавшийся контур с большой площадью становится источником излучения. Но если обратный путь проходит рядом с источником тока, площадь контура невелика и излучение сводится к минимуму. Другими словами, микрополосковые дорожки сами по себе не излучают; излучают только те, у которых неправильно проложены обратные пути. Наиболее распространенный вид синфазного излучения связан с использованием системных кабелей, которые легко превращаются в монопольные антенны. Для ограничения результирующего синфазного тока принимаются следующие меры контроля.

• Ограничивается мощность источника сигналов путем уменьшения его силы тока.
• Усиливается обратный путь: сигнальный проводник и проводник с обратным трактом (опорная плоскость) располагаются в непосредственной близости друг от друга. Следует избегать разделения плоскостей, щелей или переходных отверстий между слоями, которые приводят к образованию длинных блуждающих обратных путей.
• Улучшается цепь распределения питания и развязка: разрабатывается PDN-цепь с низким импедансом путем минимизации расстояния между слоями питания и заземления, а также обеспечения развязки. Рекомендуется использовать монтаж с низкой индуктивностью и уменьшить площадь контура развязывающих конденсаторов.
• Принимается эффективный способ заземления: используются сплошные непрерывные заземляющие плоскости. Используется одно низкоимпедансное соединение между заземлением ввода–вывода и заземлением шасси/корпуса. Следует избегать заземляющих изолированных участков и плохо продуманных заземляющих линий типа «звезда» в высокоскоростных секциях платы.
• Уменьшаются скорости нарастания и спада фронтов сигнала. Следует рассмотреть возможность тактирования с расширением спектра для снижения пиковой энергии на дискретных частотах.
• Оптимизируются дифференциальные пары: поддерживается хороший баланс с согласованным импедансом, подогнанными задержками и симметричной трассировкой. Следует избегать ненужной асимметрии (шлейфов, переходных отверстий только в одном проводнике или несовместимых исходных требований).
• Кабели рассматриваются как антенны: минимизируется синфазное напряжение на разъемах. Используются синфазные дроссели на линиях ввода–вывода и данных, выходящих из печатной платы. В схему добавляются ферриты, выбранные с учетом частотной характеристики их импеданса. По возможности, рекомендуется использовать изоляцию с помощью трансформаторов или оптопар. Шумные схемы должны находиться дальше от разъемов ввода–вывода и точек подключения кабелей.
• Кабели экранируются до шасси (обеспечивается низкоимпедансное соединение). Создаются беспрепятственные обратные пути для отвода синфазного тока от кабеля/экрана в шасси. Экран должен быть соединен под углом 360°, а не с помощью шлейфов.

В любой высокоскоростной коммутационной системе активная схема является основным источником электромагнитных помех: ее коммутация, разрывы в трактах обратного тока и паразитные взаимодействия создают спектральное содержимое, определяющее нежелательное излучение. Однако именно подключенный кабель является самым заметным излучателем – непреднамеренной высокоэффективной антенной структурой, которая взаимодействует с синфазными токами и с высокой эффективностью излучает поля в свободном пространстве. Активная схема генерирует энергию шума; кабель обеспечивает механизм распространения, эффективно преобразуя локализованный кондуктивный шум в излучаемую энергию. Как и в случае со всеми нежелательными помехами, единственная надежная стратегия – подавить их в точке возникновения.

Читать в пдф формате

Реклама в журнале «Электронные компоненты»: anton.denisov@ecomp.ru